特點(diǎn)

■帶同步整流器控制的2相運(yùn)行

■超快速負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

■集成大電流柵極驅(qū)動(dòng)器：高達(dá)2A柵極電流

■0.900V至3.300V的3位可編程輸出或帶外部參考。

■±0.9%輸出電壓精度

■3mA可用參考

■集成可編程遙控放大器

■可編程下垂效應(yīng)

■10%有功均流精度

■數(shù)字2048步進(jìn)軟啟動(dòng)

■撬桿鎖定過(guò)電壓保護(hù)。

■非閉鎖欠壓保護(hù)。

■使用下部MOSFET的RdsON或感應(yīng)電阻器實(shí)現(xiàn)過(guò)電流保護(hù)

■振蕩器外部可調(diào)，內(nèi)部固定在150kHZ

■電源良好輸出和抑制功能

■包裝：SO-28和VFQFPN-36

應(yīng)用

■大電流DC/DC轉(zhuǎn)換器

■分布式電源

方塊圖

說(shuō)明

該器件實(shí)現(xiàn)了一個(gè)雙相降壓控制器，每個(gè)相位之間的相位偏移為180，為大電流DC/DC應(yīng)用而優(yōu)化。

輸出電壓可通過(guò)集成的DAC從0.900V編程到3.300V；編程“111”代碼，使用0.800V到3.300V的外部參考電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。

可編程遙控放大器避免使用外部電阻分壓器，并恢復(fù)配電線路上的損耗。

該裝置確保快速保護(hù)負(fù)載過(guò)電流和過(guò)/欠壓電壓。安如果檢測(cè)到過(guò)電壓，則提供內(nèi)部撬桿來(lái)打開(kāi)低壓側(cè)mosfet。

恒流模式下輸出電流受限：檢測(cè)到欠壓時(shí)，裝置復(fù)位，重新啟動(dòng)運(yùn)行。

參考示意圖

設(shè)備說(shuō)明

該器件是采用BCD技術(shù)實(shí)現(xiàn)的集成電路。它為高性能雙相降壓轉(zhuǎn)換器提供完整的控制邏輯和保護(hù)，為大電流DC/DC應(yīng)用優(yōu)化。它被設(shè)計(jì)成一個(gè)兩相同步整流buck拓?fù)渲械腘溝道m(xù)osfet。在兩個(gè)相位之間提供180度的相移，允許減小輸入電容器電流紋波，同時(shí)減小尺寸和損耗。轉(zhuǎn)換器的輸出電壓可精確調(diào)節(jié)，可編程VID引腳，范圍為0.900至3.300V，溫度和線電壓變化的最大公差為±0.9%。可編程遙控放大器避免了使用外部電阻分壓器，允許恢復(fù)配電線路上的壓降，還可以將輸出電壓調(diào)整到可用參考值的不同值。該裝置提供了平均電流模式控制和快速瞬態(tài)響應(yīng)。它包括一個(gè)150kHZ的自由運(yùn)行振蕩器，可通過(guò)電阻器進(jìn)行外部調(diào)節(jié)。誤差放大器具有15V/μs的轉(zhuǎn)換速率，允許高轉(zhuǎn)換器帶寬以實(shí)現(xiàn)快速瞬態(tài)性能。電流信息是通過(guò)較低的mosfets RdsON或在全差分模式下串聯(lián)到LS-mos的感測(cè)電阻器讀取的。電流信息校正PWM輸出，以均衡各相的平均電流。在靜態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下，兩相之間的電流共享被限制在±10%，除非考慮到傳感元件的擴(kuò)展。下垂效應(yīng)可編程，以最小化輸出濾波器和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)：該功能可被禁用，引腳上可用的電流信息可用于其他目的。該裝置防止過(guò)電流，每相有一個(gè)OC閾值，進(jìn)入恒流模式。由于電流是通過(guò)低邊mosfet讀出的，所以該器件使電感器底部的電流三角形波形保持恒定。當(dāng)檢測(cè)到欠壓時(shí)，器件復(fù)位，所有mosfet關(guān)閉，然后突然重新啟動(dòng)。該設(shè)備還執(zhí)行一個(gè)撬桿過(guò)電壓保護(hù)，立即鎖定操作打開(kāi)較低驅(qū)動(dòng)器和驅(qū)動(dòng)高故障引腳。

振蕩器

開(kāi)關(guān)頻率內(nèi)部固定在150kHZ。每個(gè)相位在振蕩器固定的頻率下工作，這樣在負(fù)載側(cè)產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)頻率將加倍。

內(nèi)部振蕩器通過(guò)內(nèi)部電容器產(chǎn)生用于PWM充放電的三角形波形。傳送到振蕩器的電流通常為25μA（Fsw=150kHZ），并且可以使用連接在OSC引腳和SGND或Vcc之間的外部電阻器（ROSC）來(lái)改變。因?yàn)镺SC引腳保持在固定電壓（典型。1.237V），考慮到6KHz/μA的內(nèi)部增益，頻率與從引腳（壓入）的電流成比例變化。

特別是將其連接到SGND時(shí)，頻率會(huì)增加（電流從引腳處下沉），而將ROSC連接到Vcc=12V時(shí)，頻率降低（電流被強(qiáng)制進(jìn)入引腳），具體如下：

將25μA壓入該管腳后，由于沒(méi)有電流輸送到振蕩器，因此設(shè)備停止切換。

圖1：ROSC與開(kāi)關(guān)F

數(shù)模轉(zhuǎn)換器和基準(zhǔn)

內(nèi)置的數(shù)模轉(zhuǎn)換器允許將輸出電壓從0.900V調(diào)整到3.300V，如圖2所示。只需改變作為電阻分壓器的遠(yuǎn)程放大器增益，就可以達(dá)到不同的電壓（參見(jiàn)相關(guān)章節(jié)）。

內(nèi)部基準(zhǔn)在生產(chǎn)過(guò)程中進(jìn)行調(diào)整，輸出電壓精度為±0.9%，零溫度系數(shù)約為70°C，還包括誤差放大器偏移補(bǔ)償。它通過(guò)電壓識(shí)別（VID）引腳進(jìn)行編程。這些是內(nèi)部DAC的輸入，通過(guò)一系列提供內(nèi)部電壓基準(zhǔn)分區(qū)的電阻實(shí)現(xiàn)。VID代碼驅(qū)動(dòng)一個(gè)多路復(fù)用器，它在分壓器的精確點(diǎn)上選擇一個(gè)電壓（見(jiàn)圖2）。DAC輸出被傳送到一個(gè)獲得VPROG參考電壓（即誤差放大器的設(shè)定值）的放大器。提供了內(nèi)部上拉（使用5μa電流發(fā)生器實(shí)現(xiàn)，典型值為3V）；這樣，編程邏輯“1”時(shí)，只需使引腳浮動(dòng)即可，而編程邏輯“0”則足以使引腳短路至SGND。

該裝置提供一個(gè)雙向引腳REF_IN/OUT：用于調(diào)節(jié)的內(nèi)部基準(zhǔn)通常在該引腳上可用，具有3mA的最大電流容量，但當(dāng)編程VID代碼111時(shí)除外；在這種情況下，設(shè)備通過(guò)REF_IN/OUT引腳接受外部參考并對(duì)其進(jìn)行調(diào)節(jié)。當(dāng)使用外部基準(zhǔn)時(shí)，其范圍必須從0.800V到3.300V，以確保設(shè)備的正常功能。

圖2顯示了使用內(nèi)部或外部參考時(shí)如何管理法規(guī)參考的框圖。

電壓識(shí)別（VID）引腳配置或提供的外部參考也設(shè)置了powergood閾值（PGOOD）和過(guò)壓/欠壓保護(hù)（OVP/UVP）閾值。

圖2：參考文獻(xiàn)管理

輸出穩(wěn)壓精度可從以下關(guān)系式中提取（最壞情況下）：

（內(nèi)部參考的最壞情況）

（外部參考的最壞情況）

其中，VOS_RA和VOS_EA分別是與誤差放大器和遠(yuǎn)程放大器相關(guān)的偏移量，KOS=1+1/RA_增益反映了遠(yuǎn)程放大器增益（RA_增益）對(duì)調(diào)節(jié)的影響（參見(jiàn)相關(guān)章節(jié)）。

統(tǒng)計(jì)分析可考慮采用平方根法（RSS）計(jì)算精度，因?yàn)樗凶兞吭诮y(tǒng)計(jì)上是獨(dú)立的，如下所示：

（內(nèi)部參考）

（帶外部參考）

司機(jī)室

集成的大電流驅(qū)動(dòng)器允許使用不同類型的功率MOS（也可以使用多個(gè)MOS來(lái)降低RdsON），從而保持快速的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換。

高壓側(cè)mosfet的驅(qū)動(dòng)器使用BOOTx引腳供電，PHASEx引腳用于返回。低端MOSFET的驅(qū)動(dòng)器使用VCCDR引腳供電，PGND引腳用于回路。VCCDR引腳的最低電壓為4.6V，以啟動(dòng)設(shè)備的操作。

該控制器包含一個(gè)復(fù)雜的防擊穿系統(tǒng)，以盡量減少低側(cè)體二極管的傳導(dǎo)時(shí)間，保持良好的效率，節(jié)省肖特基二極管的使用。死區(qū)時(shí)間減少到幾納秒，以確保高壓側(cè)和低壓側(cè)mosfet永遠(yuǎn)不會(huì)同時(shí)開(kāi)啟：當(dāng)高壓側(cè)mosfet關(guān)閉時(shí)，其源上的電壓開(kāi)始下降；當(dāng)電壓達(dá)到2V時(shí)，低側(cè)mosfet柵極驅(qū)動(dòng)以30ns的延遲應(yīng)用。當(dāng)?shù)蛡?cè)mosfet關(guān)閉時(shí)，檢測(cè)LGATEx引腳上的電壓。當(dāng)電壓降到1V以下時(shí)，高側(cè)mosfet柵極驅(qū)動(dòng)采用30ns延遲。如果電感器中的電流是負(fù)的，高邊mosfet的源就永遠(yuǎn)不會(huì)下降。即使在這種情況下，為了允許低側(cè)mosfet的開(kāi)啟，一個(gè)看門(mén)狗控制器被啟用：如果高側(cè)mosfet的源沒(méi)有下降超過(guò)240ns，低側(cè)mosfet被打開(kāi)，從而允許電感的負(fù)電流再循環(huán)。即使電流為負(fù)，這種機(jī)制也允許系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)節(jié)。

BOOTx和VCCDR引腳與IC的電源（VCC引腳）以及信號(hào)接地（SGND引腳）和電源接地（PGND引腳）分開(kāi)，以最大限度地提高開(kāi)關(guān)抗擾度。不同驅(qū)動(dòng)器的獨(dú)立電源為mosfet的選擇提供了很高的靈活性，允許使用邏輯電平的mosfet。可以選擇幾種電源組合來(lái)優(yōu)化應(yīng)用的性能和效率。電源轉(zhuǎn)換靈活，5V或12V母線可自由選擇。

圖3顯示了兩個(gè)相位的上驅(qū)動(dòng)器和下驅(qū)動(dòng)器的峰值電流。已使用10nF電容性負(fù)載。對(duì)于上層驅(qū)動(dòng)器，源電流為1.9A，而陷波電流為1.5A，VBOOT-V相=12V；同樣，對(duì)于較低驅(qū)動(dòng)器，源電流為2.4A，而下沉電流為2A，VCCDR=12V。

圖3：驅(qū)動(dòng)器峰值電流：高壓側(cè)（左）和低壓側(cè)（右）

電流讀數(shù)和過(guò)電流

通過(guò)低側(cè)mosfets RdsON或串聯(lián)到LS-mosfet的感測(cè)電阻（RSENSE）的電壓降來(lái)讀取流過(guò)每相的電流，并在內(nèi)部轉(zhuǎn)換成電流。跨導(dǎo)比是由芯片外部放置在ISENx和PGNDSx引腳之間朝向讀取點(diǎn)的外部電阻器Rg發(fā)出的。差動(dòng)電流讀數(shù)可抑制噪聲，并允許在不影響測(cè)量精度的情況下將傳感元件放置在不同的位置。電流讀取電路在低側(cè)mosfet開(kāi)啟（關(guān)閉時(shí)間）期間讀取電流。在此期間，反應(yīng)使引腳ISENx和PGNDSx保持在相同的電壓，而在讀取電路關(guān)閉的時(shí)間內(nèi)，內(nèi)部鉗位使這兩個(gè)引腳保持在相同的電壓，從ISENx引腳下沉所需的電流（如果實(shí)施低側(cè)mosfet RdsON sense，以避免絕對(duì)最大額定值克服on，則需要）ISENx引腳）。

專利電流讀取電路允許非常精確和高帶寬的正、負(fù)電流讀數(shù)。該電路使用高速跟蹤保持跨導(dǎo)放大器再現(xiàn)流過(guò)傳感元件的電流。特別是，它在關(guān)閉時(shí)間的后半段讀取電流，以減少由于mosfet導(dǎo)通而注入到器件中的噪聲（見(jiàn)圖4-左）。跟蹤時(shí)間必須至少為200ns才能正確讀取所傳送的電流。

該電路從PGNDSx引腳提供恒定的50μa電流：它必須通過(guò)Rg電阻器連接到傳感元件的接地側(cè)（見(jiàn)圖4-右）。兩個(gè)電流讀取電路使用該引腳作為參考，將ISENx引腳保持在此電壓。

ISENx引腳中的電流可通過(guò)以下公式得出：

其中，RSENSE是一個(gè)外部感測(cè)電阻或低端mosfet的RdsON，Rg是在ISENx和PGNDSx引腳之間朝向讀數(shù)點(diǎn)使用的跨導(dǎo)電阻；IPHASEx是相對(duì)相位攜帶的電流。內(nèi)部重現(xiàn)的當(dāng)前信息由上一等式的第二項(xiàng)表示，如下所示：

由于電流是在差分模式下讀取的，因此負(fù)電流信息也會(huì)被保留；這允許設(shè)備檢查兩相之間的危險(xiǎn)回流電流，確保相位電流之間的完全均衡。根據(jù)各相的電流信息，取所輸送的總電流（IFB=IINFO1+IINFO2）和各相的平均電流（IAVG=（IINFO1+IINFO2）/2）。然后將IINFOX與IAVG進(jìn)行比較，以對(duì)PWM輸出進(jìn)行校正，以均衡兩相攜帶的電流。

圖4：電流讀數(shù)定時(shí)（左）和電路（右）

跨導(dǎo)電阻器Rg可設(shè)計(jì)為在滿額定負(fù)載下每相具有25μA的電流信息；過(guò)電流干預(yù)閾值設(shè)置為標(biāo)稱值的140%（IINFOx=35μA）。

根據(jù)上述關(guān)系，每相的過(guò)電流閾值（IOCPx）必須設(shè)置為總輸送最大電流的1/2，結(jié)果：

當(dāng)電流通過(guò)一個(gè)電流感應(yīng)元件的底部時(shí)，電流感應(yīng)到一個(gè)電流大于電流的電流。

■L6712-動(dòng)態(tài)最大占空比限制

最大占空比被限制為測(cè)量電流的函數(shù)，由于振蕩器頻率在編程后是固定的，意味著最大接通時(shí)間限制如下（其中T是開(kāi)關(guān)周期T=1/fSW，IOUT是輸出電流）：

這種線性關(guān)系在零負(fù)載下為0.80·T，在最大電流為0.40·T時(shí)為典型值，并導(dǎo)致裝置的兩種不同行為：

圖5：噸限制操作

1.t限制輸出電壓。

當(dāng)每相電流達(dá)到IOCPx（IINFOx<35μA）之前達(dá)到最大接通時(shí)間時(shí)，就會(huì)發(fā)生這種情況。

圖5a顯示了考慮到前一關(guān)系式施加的噸限制，裝置能夠調(diào)節(jié)的最大輸出電壓。如果期望的輸出特性超過(guò)了最大輸出電壓，則輸出電壓在跨越后將開(kāi)始下降。在這種情況下，該設(shè)備不執(zhí)行恒流限制，而只根據(jù)先前的關(guān)系限制最大占空比。輸出電壓遵循產(chǎn)生的特性（如圖5b所示），直到檢測(cè)到UVP為止，或者直到IFB=70μA為止。

2.恒流運(yùn)行

當(dāng)每相電流達(dá)到IOCPx（IINFOx>35μA）后達(dá)到接通時(shí)間限制時(shí)，就會(huì)發(fā)生這種情況。

器件進(jìn)入準(zhǔn)恒流運(yùn)行：低側(cè)mosfet保持開(kāi)啟，直到電流讀數(shù)低于IOCPx（IINFOx<35μA），跳過(guò)時(shí)鐘周期。在下一個(gè)可用的時(shí)鐘周期中，高側(cè)mosfet可以由控制回路施加一噸的電壓來(lái)開(kāi)啟，并且在檢測(cè)到另一個(gè)OCP事件之前，該器件以通常的方式工作。

這意味著在過(guò)流情況下，由于電流紋波增加，平均電流也會(huì)略有增加。事實(shí)上，由于電流必須達(dá)到IOCPx底部，關(guān)斷時(shí)間的上升會(huì)導(dǎo)致接通時(shí)間增加。最壞的情況是當(dāng)接通時(shí)間達(dá)到最大值時(shí)。

當(dāng)這種情況發(fā)生時(shí)，器件工作在恒流中，輸出電壓隨著負(fù)載的增加而降低。超過(guò)UVP閾值會(huì)導(dǎo)致設(shè)備重置。

圖6顯示了這種工作狀態(tài)。

可以觀察到峰值電流（Ipeak）大于IOCPx，但可以確定如下：

其中VoutMIN是最小輸出電壓（VID-40%，如下所示）。

該器件工作在恒流下，輸出電壓隨負(fù)載的增加而降低，直至輸出電壓達(dá)到欠壓閾值（VoutMIN）。

恒流行為期間的最大平均電流結(jié)果：

在這種特殊情況下，開(kāi)關(guān)頻率的結(jié)果降低。打開(kāi)時(shí)間是允許的最大值（TonMAX），而關(guān)閉時(shí)間取決于應(yīng)用：

圖6：恒流運(yùn)行

當(dāng)IINFOx達(dá)到35μA（如果B=70μA）時(shí)，仍然設(shè)置過(guò)電流。滿載值只是一種慣例，用于處理IFB的方便值。由于OCP干預(yù)閾值是固定的，為了修改相對(duì)于負(fù)載值的百分比，可以簡(jiǎn)單地認(rèn)為，例如，將on OCP閾值設(shè)為200%，這將對(duì)應(yīng)于IINFOx=35μA（IFB=70μA）。滿載電流將對(duì)應(yīng)IINFOx=17.5μA（如果B=35μA）。

一旦UVP閾值被截獲，設(shè)備會(huì)在關(guān)閉所有功率mosfet的情況下重置。然后執(zhí)行另一個(gè)軟啟動(dòng)，允許設(shè)備在消除過(guò)載原因后從OCP恢復(fù)。

超過(guò)UVP閾值會(huì)導(dǎo)致設(shè)備復(fù)位：關(guān)閉所有mosfet，然后實(shí)施新的軟啟動(dòng)，允許設(shè)備在過(guò)載原因消除后恢復(fù)。

■L6712A-固定最大占空比限制

最大占空比是固定的，并且與所輸送的電流保持恒定。一旦克服了OCP閾值，該器件將以恒流運(yùn)行。參考上述恒流部分，其中僅需考慮最大負(fù)載下的不同值，如下所示：

上述關(guān)于準(zhǔn)恒流和恒流一次可交付電流的關(guān)系式在這種情況下仍然有效。

遙測(cè)放大器

遙控放大器集成在一起，以便從PCB線路和布線中的損失中恢復(fù)，在大電流DC/DC轉(zhuǎn)換器中，需要對(duì)調(diào)節(jié)電壓進(jìn)行遠(yuǎn)程檢測(cè)，以保持調(diào)節(jié)精度。集成放大器是一個(gè)低偏移誤差放大器；如圖7所示，需要外部電阻器來(lái)實(shí)現(xiàn)差分遙測(cè)放大器。

圖7：遙控放大器連接

相等的電阻給產(chǎn)生的放大器一個(gè)單位增益：編程基準(zhǔn)將在遠(yuǎn)程負(fù)載調(diào)整。

為了調(diào)節(jié)不同于可用參考值的輸出電壓，遠(yuǎn)程放大器增益可以通過(guò)改變外部電阻器的值進(jìn)行調(diào)整，如下所示（見(jiàn)圖7）：

為了調(diào)節(jié)基準(zhǔn)電壓的兩倍，上述報(bào)告的增益必須等于½。

修改遠(yuǎn)程放大器增益（尤其是當(dāng)值大于1時(shí)）也可以調(diào)節(jié)低于編程參考值的電壓。

由于該放大器作為差分放大器連接，在計(jì)算調(diào)節(jié)輸出電壓中引入的偏移時(shí)，放大器的“本機(jī)”偏移量必須乘以術(shù)語(yǔ)KOS=[1+（1/RA_Gain）]，因?yàn)閳?jiān)持非反相輸入的電壓發(fā)生器代表偏移量。

如果不需要遠(yuǎn)程檢測(cè)，將RFB直接連接到調(diào)節(jié)電壓就足夠了：VSEN不再連接，仍然通過(guò)遠(yuǎn)程放大器感測(cè)輸出電壓。在這種情況下，可選擇使用外部電阻器R1和R2，并且可以簡(jiǎn)單地將遙控放大器連接為“緩沖器”，以保持VSEN處于規(guī)定的電壓（見(jiàn)圖7）。避免使用遠(yuǎn)程放大器可以節(jié)省精度計(jì)算中的偏移量，但不允許進(jìn)行遙感。

集成降速功能（可選）

降速功能實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)電壓和輸出電流之間的依賴性（負(fù)載調(diào)節(jié)）。這樣，負(fù)載瞬變過(guò)程中由于輸出電容ESR引起的一部分下降被恢復(fù)。如圖8所示，任何情況下都存在ESR降，但使用降速函數(shù)，輸出電壓的總偏差最小。

將下垂管腳和FB管腳連接在一起，強(qiáng)制電流IDROOP，與輸出電流成比例，進(jìn)入反饋電阻器RFB，實(shí)現(xiàn)負(fù)載調(diào)節(jié)依賴性。如果RA_Gain是遠(yuǎn)程放大器增益，則輸出特性由以下關(guān)系式給出（當(dāng)降速啟用時(shí)）：

當(dāng)遠(yuǎn)程放大器的增益為1/2時(shí)，調(diào)節(jié)的輸出電壓會(huì)增加一倍。

在標(biāo)稱滿載時(shí)，下垂電流等于50μA，在OC干預(yù)閾值下等于70μA，因此最大輸出電壓偏差等于：

降速功能僅適用于正負(fù)載；如果施加負(fù)負(fù)載，然后IINFOx<0，則FB引腳沒(méi)有電流下沉。該裝置在VID編程的電壓下進(jìn)行調(diào)節(jié)。

如果不需要這種效果，將下垂引腳短路到SGND，則該器件作為電壓模式Buck變換器進(jìn)行調(diào)節(jié)。

圖8：負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（左）和下垂引腳連接（右）。

監(jiān)控和保護(hù)

該裝置通過(guò)引腳VSEN監(jiān)測(cè)調(diào)節(jié)電壓，以建立良好的信號(hào)，并管理OVP/UVP狀態(tài)。

■良好：如果VSEN感應(yīng)到的電壓不在編程值的±12%（典型值）范圍內(nèi)（RA_Gain=1），則功率良好輸出強(qiáng)制為低。它是一個(gè)漏極開(kāi)路輸出，僅在軟啟動(dòng)完成后（啟動(dòng)后2048個(gè)時(shí)鐘周期）啟用。在軟啟動(dòng)期間，該引腳被強(qiáng)制低。

■紫外線照射：如果VSEN監(jiān)控的輸出電壓在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)低于參考電壓的60%，則該設(shè)備將關(guān)閉所有MOSFET，并用新的軟啟動(dòng)階段重置重新啟動(dòng)操作（hiccup模式，見(jiàn)圖9）。

■OVP：一旦VCC超過(guò)開(kāi)啟閾值，啟用：當(dāng)VSEN監(jiān)測(cè)的電壓達(dá)到編程電壓（或外部參考電壓）的115%（最小值）時(shí)，控制器永久性地打開(kāi)兩個(gè)低側(cè)MOSFET，并關(guān)閉兩個(gè)高側(cè)MOSFET，以保護(hù)負(fù)載。OSC/故障引腳被驅(qū)動(dòng)為高電平（5V），需要關(guān)閉和打開(kāi)電源（VCC）才能重新啟動(dòng)操作。

過(guò)電壓和欠電壓也在軟啟動(dòng)期間激活（低于參考電壓0.6V后）。在這種情況下，用于確定紫外閾值的基準(zhǔn)是由2048軟啟動(dòng)數(shù)字計(jì)數(shù)器驅(qū)動(dòng)的遞增電壓，而用于OV閾值的基準(zhǔn)是由VID管腳編程的最終基準(zhǔn)或REF_in/OUT引腳上可用的基準(zhǔn)。

圖9：紫外線防護(hù)和打嗝模式。

軟啟動(dòng)和抑制

在啟動(dòng)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)斜坡，將回路參考電壓從0V增加到VID在2048個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)編程的最終值，如圖10所示。

一旦軟啟動(dòng)開(kāi)始，參考值增加：上下MOSFET開(kāi)始開(kāi)關(guān)，輸出電壓開(kāi)始隨著閉環(huán)調(diào)節(jié)而增加。在數(shù)字軟啟動(dòng)結(jié)束時(shí)，功率良好比較器被啟用，然后PGOOD信號(hào)被高電平驅(qū)動(dòng)（見(jiàn)圖10）。

當(dāng)增加的參考電壓達(dá)到0.6V時(shí)，欠電壓比較器啟用，而OVP比較器始終處于激活狀態(tài)，閾值等于最終參考電壓的+15%_min。

如果VCC和VCCDR引腳均未超過(guò)其各自的開(kāi)啟閾值，則軟啟動(dòng)將不會(huì)發(fā)生。

在正常運(yùn)行期間，如果在兩個(gè)電源中的一個(gè)上檢測(cè)到任何欠電壓，則設(shè)備關(guān)閉。強(qiáng)制OSC/INH引腳的電壓低于0.5V（典型值）會(huì)使設(shè)備失效：所有功率MOSFET和保護(hù)裝置都將關(guān)閉，直到條件消除。

圖10：軟啟動(dòng)。

輸入電容器

輸入電容器的設(shè)計(jì)主要考慮輸入均方根電流，該電流取決于圖11中報(bào)告的占空比。考慮到兩相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與單相操作相比，輸入均方根電流大大降低。

可以觀察到，在D=0.25和D=0.75的最壞情況下，輸入RMS值是單相等效輸入電流的一半。輸入電容消耗的功率等于：

輸入電容器的設(shè)計(jì)是為了維持相對(duì)于最大負(fù)載占空比的紋波。為了達(dá)到所需的均方根值，并使元件成本最小化，輸入電容由多個(gè)物理電容實(shí)現(xiàn)。等效均方根電流就是單個(gè)電容器的均方根電流之和。

在開(kāi)關(guān)過(guò)程中，必須盡可能地將電容器和漏極電容器均勻地分配在高漏極輸入端，以盡可能降低MOS輸入端的噪聲。陶瓷電容器還可以引入高頻噪聲去耦合、寄生元件沿功率路徑產(chǎn)生的噪聲等優(yōu)點(diǎn)。

圖11：輸入均方根電流與占空比（D）和驅(qū)動(dòng)關(guān)系。

輸出電容器

輸出電容器是電源快速響應(yīng)的基本元件。

由于更快的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（在負(fù)載連接處開(kāi)關(guān)頻率加倍），兩相拓?fù)錅p少了所需的輸出電容量。由于兩相之間的180°相移，電流紋波消除也降低了對(duì)輸出ESR的要求，以維持指定的電壓紋波。

此外，如果啟用了降速功能，則可以使用更大的ESR來(lái)保持相同的瞬態(tài)公差。事實(shí)上，當(dāng)負(fù)載瞬變作用于轉(zhuǎn)換器的輸出時(shí)，在最初的幾微秒內(nèi)，負(fù)載的電流由輸出電容器提供。控制器能立即識(shí)別負(fù)載瞬態(tài)并增加占空比，但電流斜率受電感值的限制。

由于電容器內(nèi)的電流變化，輸出電壓出現(xiàn)第一次下降（忽略ESL的影響）：

在負(fù)載瞬態(tài)期間，需要一個(gè)最小的電容值來(lái)維持電流而不放電。電容器的輸出電壓由下式得出：

其中，DMAX是最大占空比值。ESR值越低，負(fù)載瞬變過(guò)程中的輸出壓降越低，輸出電壓的靜態(tài)紋波也越低。

電感器設(shè)計(jì)

電感值由瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間、效率、成本和尺寸之間的折衷來(lái)定義。必須計(jì)算電感器以維持輸出和輸入電壓變化，以將紋波電流∆IL保持在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可以用這個(gè)關(guān)系式計(jì)算：

其中FSW是開(kāi)關(guān)頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。

增加電感值會(huì)降低紋波電流，但同時(shí)也會(huì)縮短轉(zhuǎn)換器對(duì)負(fù)載瞬變的響應(yīng)時(shí)間。響應(yīng)時(shí)間是電感器將電流從初始值改變?yōu)樽罱K值所需的時(shí)間。由于電感器尚未完成充電時(shí)間，輸出電流由輸出電容器提供。最小化響應(yīng)時(shí)間可以最小化所需的輸出電容。

負(fù)載瞬態(tài)的響應(yīng)時(shí)間因負(fù)載的應(yīng)用或移除而不同：如果在負(fù)載施加過(guò)程中，電感器被等于輸入和輸出電壓差的電壓充電，則在移除過(guò)程中，僅由輸出電壓放電。以下表達(dá)式給出了補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)響應(yīng)足夠快時(shí)∆I負(fù)載瞬態(tài)的近似響應(yīng)時(shí)間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。無(wú)論如何，最壞的情況是負(fù)載移除后的響應(yīng)時(shí)間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

主控制回路

系統(tǒng)控制回路拓?fù)淙Q于下垂引腳連接：如果連接到FB（降速功能激活），則必須考慮平均電流模式拓?fù)洌绻B接到GND（下垂功能未激活），則必須考慮電壓模式拓?fù)洹?/p>

總之，系統(tǒng)控制回路將均流控制回路封閉起來(lái)，以允許適當(dāng)?shù)毓蚕黼姼衅鞯碾娏鳌Ｃ恳粋€(gè)回路都有適當(dāng)?shù)脑鲆妫瑸榱耸拐{(diào)節(jié)誤差最小化而對(duì)PWMs進(jìn)行的校正：均流控制回路使電感中的電流相等，而輸出電壓控制回路將輸出電壓固定為VID編程的基準(zhǔn)電壓（有無(wú)降速效應(yīng)，有無(wú)考慮遠(yuǎn)程放大器增益）。圖12顯示了主控制回路的框圖。

圖12：主控制回路圖

均流（CS）控制回路

利用跨導(dǎo)差動(dòng)放大器的信息實(shí)現(xiàn)有源均流。內(nèi)部構(gòu)建一個(gè)等于讀取電流平均值（IAVG）的電流基準(zhǔn)；讀取電流和該基準(zhǔn)之間的誤差被轉(zhuǎn)換成具有適當(dāng)增益的電壓，并用于調(diào)整占空比，其主導(dǎo)值由COMP pin處的誤差放大器設(shè)置（見(jiàn)圖13）。

均流控制是一個(gè)高帶寬的控制回路，即使在負(fù)載瞬變期間也允許均流。

均流誤差受外接元件選擇的影響，選用精密的Rg電阻（±1%是必要的）來(lái)檢測(cè)電流。均流誤差內(nèi)部由跨電導(dǎo)差分放大器的電壓偏移控制，考慮到通過(guò)感測(cè)電阻的電壓偏移等于2mV，電流讀數(shù)誤差由下式給出：

圖13：均流控制回路。

式中∆IREAD是單相電流和理想電流之間的差（IMAX/2）。

對(duì)于RSENSE=4mΩ和IMAX=40A，均流誤差等于2.5%，忽略Rg和RSENSE不匹配引起的誤差。

平均電流模式（ACM）控制回路（降速=FB）

平均電流模式控制回路如圖14所示。由降速管腳提供的電流信息IDROOP流入RFB，實(shí)現(xiàn)對(duì)讀取電流的輸出電壓的依賴性。

ACM控制回路增益結(jié)果（在COMP引腳后打開(kāi)回路獲得）：

■是由下垂函數(shù)確定的等效輸出電阻；

■ZP（s）是輸出電容器（及其ESR）與外加負(fù)載Ro并聯(lián)產(chǎn)生的阻抗；

■ZF（s）是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)阻抗；

■ZL（s）是兩個(gè)電感器阻抗的并聯(lián)；

■A（s）是誤差放大器增益；

■是ACM PWM傳輸函數(shù)，其中∆VOSC是振蕩器斜坡振幅，典型值為3V

■RA_Gain是遠(yuǎn)程放大器增益。

消除誤差放大器增益的依賴性，因此假設(shè)該增益足夠高，控制回路增益將得到：

考慮到在應(yīng)用感興趣的情況下，可以假設(shè)Ro>>RL；ESR<<Ro和RDROOP<<Ro，其結(jié)果是：

圖14：ACM控制回路增益框圖（左）和博德圖（右）。

ACM控制回路增益被設(shè)計(jì)為獲得高的直流增益以最小化靜態(tài)誤差，并以恒定的-20dB/dec斜率與期望的交叉頻率ωT交叉0dB軸。忽略ZF（s）的影響，傳遞函數(shù)具有一個(gè)零極點(diǎn)和兩個(gè)極點(diǎn)。設(shè)計(jì)輸出濾波器后，兩個(gè)極點(diǎn)都是固定的，零位由ESR和下垂電阻確定。

為了獲得所需的形狀，ZF（s）實(shí)現(xiàn)考慮了RF-CF系列網(wǎng)絡(luò)。然后在ω=1/RFCF處引入零點(diǎn)和積分器。該積分器將靜態(tài)誤差降到最低，同時(shí)將零點(diǎn)與L-C共振對(duì)應(yīng)。簡(jiǎn)單的-20dB/dec增益形狀得到保證（見(jiàn)圖14）。事實(shí)上，考慮到輸出濾波器的通常值，LC諧振結(jié)果的頻率低于上述報(bào)告零。補(bǔ)償可以簡(jiǎn)單地設(shè)計(jì)網(wǎng)絡(luò)，將ω=ω，并根據(jù)需要施加交叉頻率ω，得到：

電壓模式（VM）控制回路（下降=SGND）

斷開(kāi)速降管腳與控制回路的連接，系統(tǒng)拓?fù)渚妥兂闪穗妷耗Ｊ健１３盅a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)不變的最簡(jiǎn)單的補(bǔ)償方法是將射頻-CF零點(diǎn)與L-C濾波器諧振相對(duì)應(yīng)。

現(xiàn)在循環(huán)增益變?yōu)椋?/p>

布局指南

由于設(shè)備管理控制功能和大電流驅(qū)動(dòng)器，布局是設(shè)計(jì)此類大電流應(yīng)用程序時(shí)最重要的考慮事項(xiàng)之一。

一個(gè)好的布局方案可以降低功率路徑上的功耗，減少輻射，信號(hào)和電源地之間的適當(dāng)連接可以優(yōu)化控制回路的性能。

集成電源驅(qū)動(dòng)器減少了元件數(shù)量和控制功能與驅(qū)動(dòng)器之間的互連，減少了電路板空間。

下面列出了開(kāi)始新布局時(shí)要關(guān)注的要點(diǎn)，并建議了正確實(shí)施的規(guī)則。

■電源連接。

這些是開(kāi)關(guān)和連續(xù)電流從輸入電源流向負(fù)載的連接。放置組件時(shí)的第一要?jiǎng)?wù)必須保留到該電源段，盡可能縮短每個(gè)連接的長(zhǎng)度。

為了將噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗）降至最低，這些互連必須是電源平面的一部分，并且無(wú)論如何都要通過(guò)寬而厚的銅線實(shí)現(xiàn)。

圖15：電源連接和相關(guān)連接布局指南（兩個(gè)階段相同）。

關(guān)鍵部件，即功率晶體管，必須盡可能靠近控制器。考慮到圖中報(bào)告的“電氣”部件由一個(gè)以上的“物理”部件組成，建議采用接地平面或“星形”接地連接，以盡量減少多重連接造成的影響。

圖15a示出了所涉及的電源連接和電流回路的細(xì)節(jié)。輸入電容（CIN），或者至少是所需總電容的一部分，必須靠近功率段，以消除銅跡線產(chǎn)生的雜散電感。需要低ESR和ESL電容器。

■電源連接相關(guān)。

圖15b顯示了一些小信號(hào)分量的放置，以及如何以及在哪里混合信號(hào)和電源接地層。驅(qū)動(dòng)器和mosfet柵極之間的距離應(yīng)盡可能縮短。傳輸延遲時(shí)間以及沿銅線分布的電感產(chǎn)生的電壓尖峰是如此的最小化。

事實(shí)上，mosfet離器件越遠(yuǎn)，互連柵極軌跡就越長(zhǎng)，因此，對(duì)應(yīng)于柵極PWM上升和下降信號(hào)的電壓尖峰也就越高。即使這些尖峰被固有的內(nèi)部二極管鉗制，傳播延遲、噪聲和不穩(wěn)定的潛在原因也會(huì)引入，危及良好的系統(tǒng)行為。一個(gè)重要的結(jié)果是高邊mosfet的開(kāi)關(guān)損耗顯著增加。

出于這個(gè)原因，建議設(shè)備朝向驅(qū)動(dòng)側(cè)朝向mosfet，GATEx和PHASEx跡線一起走向高側(cè)mosfet，以最小化距離（見(jiàn)圖16）。此外，由于PHASEx引腳是高側(cè)驅(qū)動(dòng)器的返回路徑，該引腳必須直接連接到高側(cè)mosfet源引腳，以便對(duì)該mosfet進(jìn)行適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)。對(duì)于LS-mosfet，返回路徑是PGND管腳：它可以直接連接到電源接地層（如果實(shí)現(xiàn)的話），或者以同樣的方式連接到LS-mosfets源引腳。GATEx和PHASEx連接（以及在沒(méi)有電源接地平面時(shí)也是PGND）的設(shè)計(jì)也必須能夠處理超過(guò)2A的電流峰值（建議寬度為30 mils）。

幾歐姆的柵極電阻有助于在不影響系統(tǒng)效率的情況下降低集成電路的功耗。

其他組件的放置也很重要：

–引導(dǎo)電容器必須盡可能靠近BOOTx和PHASEx引腳，以最小化所創(chuàng)建的回路。

–將VCC和SGND的去耦電容器放置在盡可能靠近相關(guān)引腳的位置。

–將電容器從VCCDR和PGND上分離，并盡可能靠近這些引腳。這種電容器維持低側(cè)mosfet驅(qū)動(dòng)器所要求的峰值電流。

–參見(jiàn)SGND所有敏感部件，如頻率設(shè)置電阻器（如有）和遠(yuǎn)程放大器分頻器。

–單點(diǎn)連接SGND和PGND平面，以提高抗噪性。如果沒(méi)有進(jìn)行遠(yuǎn)程檢測(cè)，則在負(fù)載側(cè)（輸出電容器）連接，以避免不良的負(fù)載調(diào)節(jié)效果。

–建議在HS mosfet漏極附近放置額外的100nF陶瓷電容器。這有助于減少噪音。

–相位引腳尖峰。由于HS-mosfet開(kāi)關(guān)處于硬模式，因此可以在相位管腳上觀測(cè)到高電壓尖峰。如果這些電壓尖峰超過(guò)了引腳的最大擊穿電壓，則該器件可以吸收能量，從而導(dǎo)致?lián)p壞。電壓尖峰必須通過(guò)適當(dāng)?shù)牟季帧艠O電阻的使用、與低壓側(cè)MOSFET并聯(lián)的肖特基二極管和/或低壓側(cè)MOSFET上的緩沖網(wǎng)絡(luò)來(lái)限制，在最大600kHz的FSW下，電壓峰值低于26V，持續(xù)20ns。

圖16：設(shè)備方向（左）和傳感網(wǎng)路由（右）。

■感知連接。

遠(yuǎn)程放大器：將外部電阻器放置在設(shè)備附近，以盡量減少噪聲注入，并參考SGND。這些電阻器的連接（來(lái)自遠(yuǎn)程負(fù)載）必須作為并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行布線，以補(bǔ)償沿輸出功率軌跡的損耗，并避免拾取任何噪聲。將這些引腳連接在遠(yuǎn)離負(fù)載的點(diǎn)上會(huì)導(dǎo)致非最佳負(fù)載調(diào)節(jié)，增加輸出公差。

當(dāng)前讀數(shù)：Rg電阻器必須盡可能靠近ISENx和PGNDSx引腳，以限制注入設(shè)備的噪聲。將這些電阻連接到讀取點(diǎn)的PCB線必須作為平行線布線，以避免拾取任何噪音。同樣重要的是要避免測(cè)量中的任何偏移，并獲得更好的精度，將跡線連接到盡可能靠近傳感元件、專用電流檢測(cè)電阻器或低側(cè)mosfet RdsON。

此外，當(dāng)使用低側(cè)mosfet RdsON作為電流檢測(cè)元件時(shí)，ISENx引腳實(shí)際上連接到PHASEx引腳。不要將針腳連接在一起，然后再連接到HS來(lái)源！由于高壓側(cè)驅(qū)動(dòng)器返回時(shí)產(chǎn)生的噪音，設(shè)備無(wú)法正常工作。在這種情況下，布線兩個(gè)獨(dú)立的網(wǎng)絡(luò)：將PHASEx引腳連接到帶有寬網(wǎng)（30 mils）的HS源（與HGATEx一起布線），將ISENx引腳連接到LS漏極（與PGNDSx一起布線）。此外，PGNDSx引腳始終通過(guò)Rg電阻器連接到PGND：請(qǐng)勿直接連接到PGND！在這種情況下，設(shè)備將無(wú)法正常工作。無(wú)論如何都要路由到LS mosfet源（與ISENx網(wǎng)絡(luò)一起）。

正確和錯(cuò)誤的連接如圖17所示。

為了避免變換器兩相之間的不平衡，還建議對(duì)稱布置。

圖17：傳感網(wǎng)的PCB布局連接。

感應(yīng)電流（右）連接錯(cuò)誤（正確）。

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