特征

單電源運行

寬帶：4MHz

低失調(diào)電壓：65μV

單位增益穩(wěn)定

高轉(zhuǎn)換率：4.0V/μs

低噪聲：3.9 nV/√Hz

應(yīng)用

電池供電儀表

電源控制和保護

電信

DAC輸出放大器

ADC輸入緩沖器

一般說明

OP184/OP284/OP484是單電源、雙電源和四路單電源、4MHz帶寬放大器，具有軌對軌輸入和輸出。它們保證在3V到36V（或±1.5V到±18V）的電壓范圍內(nèi)工作，并且在1.5V的電壓下工作。

這些放大器對于需要交流和精密直流性能的單電源應(yīng)用來說是一流的。結(jié)合了帶寬、低噪聲和精度，OP184/OP284/OP484可用于多種應(yīng)用，包括濾波器和儀器儀表。

這些放大器的其他應(yīng)用包括便攜式電信設(shè)備、電源控制和保護，以及作為寬輸出范圍傳感器的放大器或緩沖器。需要軌對軌輸入放大器的傳感器包括霍爾效應(yīng)、壓電式和電阻式傳感器。

在輸入和輸出端擺軌的能力使設(shè)計人員能夠在單電源系統(tǒng)中構(gòu)建多級濾波器，并保持高信噪比。

OP184/OP284/OP484在熱擴展工業(yè)溫度范圍內(nèi)（-40°C至+125°C）指定。單根可采用8線SOIC表面安裝封裝。雙通道有8線PDIP和SOIC表面安裝封裝。四路OP484有14線PDIP和14線窄體SOIC封裝。

引腳配置

簡化示意圖

典型性能特征

應(yīng)用程序信息

功能描述

OP184/OP284/OP484是精密單電源、軌對軌運算放大器。針對便攜式儀器市場，OPx84系列設(shè)備結(jié)合了精度、寬帶寬和低噪聲的特性，使其成為需要交流和精密直流性能的單電源應(yīng)用的最佳選擇。OP284非常適合的其他低電源電壓應(yīng)用包括有源濾波器、音頻麥克風前置放大器、電源控制和電信。為了將所有這些屬性與軌對軌輸入/輸出操作相結(jié)合，采用了新的電路設(shè)計技術(shù)。

例如，圖44示出了用于OP184/OP284/OP484的輸入級的簡化等效電路。它包括NPN差分對Q1→Q2和PNP差分對，Q3→Q4，同時運行。二極管網(wǎng)絡(luò)D1→二極管網(wǎng)絡(luò)D2用于將施加的差分輸入電壓鉗制到OP284，從而保護輸入晶體管免受雪崩損壞。輸入級電壓增益保持在較低的輸入軌對軌運行。兩對差分輸出電壓被連接到OP284的第二級，這是一個復(fù)合折疊級聯(lián)增益級。它還處于第二增益級，其中兩對差分輸出電壓被組合成一個單端輸出信號電壓，用于驅(qū)動輸出級。輸入階段的一個關(guān)鍵問題是輸入偏置電流在輸入共模電壓范圍內(nèi)的行為。OP284中的輸入偏置電流是Q1→Q3和Q2→Q4中基極電流的算術(shù)和。由于這種設(shè)計方法，OP284中的輸入偏置電流不僅表現(xiàn)出不同的振幅，而且表現(xiàn)出不同的極性。這種效果最好的說明是圖10。因此，至關(guān)重要的是，連接到OP284輸入端的有效源阻抗要平衡，以獲得最佳的直流和交流性能。

為了實現(xiàn)軌對軌輸出，對OP284輸出級進行了設(shè)計采用一種獨特的拓撲結(jié)構(gòu)來產(chǎn)生和吸收電流。該電路拓撲如圖45所示。輸出級由第二級增益級電壓驅(qū)動。通過輸出級的信號通路是反向的；也就是說，對于正輸入信號，Q1為Q6提供基極電流驅(qū)動以便它傳導(dǎo)（吸收）電流。對于負輸入信號，通過Q1→Q2→D1→Q4→Q3的信號通路為Q5傳導(dǎo)（源）電流提供了基極電流驅(qū)動。兩個放大器都提供輸出電流，直到它們被強制進入飽和狀態(tài)，飽和發(fā)生在距負電源軌約20毫伏和正極供電軌約100毫伏時。

因此，輸出晶體管的飽和電壓設(shè)置OP284最大輸出電壓擺幅的限制。輸出短路電流限制由從第二個增益級進入Q1基極的最大信號電流決定。在輸出短路條件下，該輸入電流電平約為100μA。晶體管電流增益約為200，短路電流限值通常為20 mA。輸出級也顯示出電壓增益。這是通過使用公共發(fā)射極放大器來實現(xiàn)的，因此，輸出級的電壓增益（因此，器件的開環(huán)增益）表現(xiàn)出與OP284輸出處的總負載電阻的依賴關(guān)系。

輸入過壓保護

與任何半導(dǎo)體器件一樣，如果存在向器件施加的輸入電壓超過任一電源電壓的情況，則必須考慮器件的輸入過電壓I-V特性。當發(fā)生過電壓時，放大器可能會損壞，這取決于外加電壓的大小以及故障電流的大小。圖46顯示了OP284的過電壓I-V特性。這個圖形是由連接到GND的電源引腳和連接到輸入的曲線跟蹤器的集電極輸出驅(qū)動器生成的。

如圖46所示，與OP284相連的內(nèi)部p-n結(jié)通電，當輸入比各自的電源軌高1.8 V和負0.6 V時，允許電流從輸入流到電源。如圖44所示的簡化等效電路所示，OP284沒有任何內(nèi)部限流電阻；因此，故障電流可以迅速上升到破壞性水平。

該輸入電流不會對設(shè)備造成固有損害，前提是限制在5毫安或以下。對于OP284，一旦輸入超過負電源0.6 V，輸入電流迅速超過5 mA。如果這種情況繼續(xù)存在，則應(yīng)以額外的熱噪聲為代價增加一個外部串聯(lián)電阻器。圖47所示為過壓保護放大器的典型非轉(zhuǎn)換配置，其中串聯(lián)電阻RS的選擇如下：

例如，1 kΩ電阻器保護OP284不受電源上下5V輸入信號的影響。對于使用兩個輸入的其他配置，則應(yīng)使用串聯(lián)電阻器保護每個輸入以防濫用。同樣，為了確保最佳的直流和交流性能，建議平衡電源阻抗水平。

輸出相位反轉(zhuǎn)

一些為單電源工作而設(shè)計的運算放大器，當其輸入被驅(qū)動超過其有效共模范圍時，會出現(xiàn)輸出電壓相位反轉(zhuǎn)。通常，對于單電源雙極型運算放大器，負電源決定其共模范圍的下限。與這些器件是外部箝位二極管，陽極接地，陰極接輸入，防止輸入信號偏移超過器件的負電源（即GND），防止出現(xiàn)導(dǎo)致輸出電壓相位變化的情況。JFET輸入放大器也可以顯示相位反轉(zhuǎn)，如果是這樣，通常需要一個串聯(lián)輸入電阻來防止它。

只要輸入電壓不超過電源電壓，OP284就不受合理的輸入電壓范圍限制。盡管器件輸出不改變相位，但是大電流可以流過輸入保護二極管，如圖46所示。因此，輸入過電壓保護部分中建議的技術(shù)應(yīng)適用于輸入電壓超過電源電壓的可能性很高的應(yīng)用。

單電源應(yīng)用中的低噪聲電路設(shè)計

在單電源應(yīng)用中，像OP284這樣的設(shè)備通過使用軌對軌操作來擴展應(yīng)用的動態(tài)范圍。事實上，OPx84系列是同類產(chǎn)品中第一款將單電源、軌對軌運行和低噪音結(jié)合在一起的產(chǎn)品。它是業(yè)界第一個在1khz下顯示輸入噪聲電壓頻譜密度小于4nv/√Hz的器件。它還專門為低噪聲、單電源應(yīng)用而設(shè)計，因此，對單電源應(yīng)用中的電路噪聲概念進行一些討論是適當?shù)摹?/p>

參考圖48所示的運算放大器噪聲模型電路配置，源電阻水平Rs的放大器總等效輸入噪聲電壓的表達式如下所示：

其中：

RS=2R是有效或等效的電路源電阻。

（enOA）2是運算放大器等效輸入噪聲電壓頻譜功率（1hzbw）。

（inOA）2是運算放大器等效輸入噪聲電流頻譜功率（1hzbw）。

（enR）2是源電阻熱噪聲電壓功率（4ktr）。

k=玻爾茲曼常數(shù)=1.38×10–23 J/k。

T是電路的環(huán)境溫度，單位為Kelvins=273.15+TA（°C）。

作為設(shè)計輔助，圖49顯示了OP284的總等效輸入噪聲和電阻器的總熱噪聲，以便進行比較。注意，對于小于1kΩ的源電阻，OP284的等效輸入噪聲電壓占主導(dǎo)地位。

由于電路信噪比是最終分析的關(guān)鍵參數(shù)，因此電路的噪聲特性通常用噪聲系數(shù)NF來表示。噪聲系數(shù)是指電路的輸出信噪比和輸入信噪比。以dB為單位的電路NF的表達式，以及先前定義的運算放大器電壓和電流噪聲參數(shù)，由下式給出：

其中：

NF（dB）是電路的噪聲系數(shù)，用dB表示。

RS是提供給放大器的有效或等效源電阻。

（enOA）2是OP284噪聲電壓頻譜功率（1 Hz BW）。

（inOA）2是OP284噪聲電流頻譜功率（1hzbw）。

（enRS）2是源電阻熱噪聲電壓功率=（4kTRS）。

電路噪聲系數(shù)很容易計算，因為在應(yīng)用中不需要信號電平來確定它。然而，許多使用NF計算作為獲得最佳信噪比基礎(chǔ)的設(shè)計者認為，低噪聲系數(shù)等于低總噪聲。事實上，恰恰相反，如圖50所示。這里，OP284的噪聲系數(shù)表示為源電阻電平的函數(shù)。請注意，OP284的最低噪聲系數(shù)出現(xiàn)在10 kΩ的源電阻水平。然而，圖49顯示，該源電阻電平和OP284產(chǎn)生約14 nV/√Hz的總等效電路噪聲。在應(yīng)用中，信號電平不變地增加以使電路信噪比最大化，這在低壓、單電源應(yīng)用中不是一個選項。

因此，在單電源應(yīng)用中，為了獲得最佳的電路信噪比，建議選擇等效輸入噪聲電壓最低的運算放大器，并選擇與保持低總電路噪聲一致的源電阻電平。

超速恢復(fù)

運算放大器的過驅(qū)動恢復(fù)時間是輸出電壓從飽和狀態(tài)恢復(fù)到其線性區(qū)域所需的時間。在放大器必須在大的瞬態(tài)事件后迅速恢復(fù)的應(yīng)用中，恢復(fù)時間很重要。圖51所示電路用于評估OP284過載恢復(fù)時間。OP284從正飽和恢復(fù)約2μs，從負飽和恢復(fù)約1μs。

單電源，3V儀表放大器

OP284的低噪聲、寬帶寬和軌對軌輸入/輸出操作使其成為低電源電壓應(yīng)用的理想選擇，如圖52所示的雙運放儀表放大器。該電路使用經(jīng)典的雙運放儀表放大器拓撲和四個電阻來設(shè)置增益。電路的傳輸方程與無反轉(zhuǎn)放大器的傳輸方程相同。電阻器R2和電阻器R3應(yīng)緊密匹配，以及電阻器（R1+P1）和電阻器R4，以確保良好的共模抑制性能。電阻網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于R2和R3電路中，因為它們表現(xiàn)出良好性能所需的相對公差匹配。匹配網(wǎng)絡(luò)也顯示出緊密的相對電阻溫度系數(shù)，以獲得良好的電路溫度穩(wěn)定性。微調(diào)電位計P1用于優(yōu)化直流CMR調(diào)整，C1用于優(yōu)化交流CMR。電路值如圖所示，在20赫茲到20千赫的頻率范圍內(nèi)，電路CMR優(yōu)于80分貝。0.1 Hz至10 Hz頻帶內(nèi)的電路RTI（指輸入）噪聲非常低，為0.45μV p-p。電阻器RP1和電阻器RP2用于保護OP284輸入，防止輸入過壓濫用。電容器C2可以包括在限制電路帶寬內(nèi)，因此，在敏感應(yīng)用中寬帶噪聲。該電容器的值應(yīng)根據(jù)電路所需的閉環(huán)帶寬進行調(diào)整。R4到C2的時間常數(shù)以等于

來自3 V電源的2.5 V參考電壓

在許多單電源應(yīng)用中，經(jīng)常需要2.5 V參考電壓。許多商用單片2.5 V參考電壓至少需要4 V的最小工作電源。當最小工作電源電壓為3 V時，問題更加嚴重。圖53中所示的電路是一個2.5 V參考電壓的示例，該參考電壓由單個3 V電源供電。該電路利用OP284軌間輸入/輸出電壓范圍，將AD589的1.235V輸出放大到2.5V。

OP284在1.5μV/°C下的低TCVO有助于維持由R2和R3溫度系數(shù)控制的輸出電壓溫度系數(shù)。在這個帶有100 ppm/°C TCR電阻器的電路中，輸出電壓的溫度系數(shù)為200 ppm/°C。建議使用溫度較低的電阻器，以獲得更精確的超溫性能。

衡量電壓基準性能的一個指標是它從負載電流的突然變化中恢復(fù)的能力。當穩(wěn)態(tài)負載電流為1mA時，該電路在1.5μs內(nèi)恢復(fù)到編程輸出電壓的0.01%，負載電流的總變化為±1mA。

僅5V，12位DAC軌對軌擺動

OP284非常適合與CMOS DAC一起使用，以產(chǎn)生具有寬輸出范圍的數(shù)字控制電壓。圖54所示為與AD589一起使用的DAC8043，用于產(chǎn)生從0 V到1.23 V的電壓輸出。DAC實際上在電壓開關(guān)模式下工作，其中基準連接到電流輸出IOUT，輸出電壓為取自VREF引腳。與傳統(tǒng)的電流輸出模式相反，這種拓撲本質(zhì)上是不可逆的，在單電源應(yīng)用中不可用。

在這個應(yīng)用程序中，OP284提供兩個功能。首先，它緩沖了DAC的VREF引腳的高輸出阻抗，大約為10kΩ。運算放大器提供低阻抗輸出，以驅(qū)動任何后續(xù)電路。

其次，運算放大器放大輸出信號，以提供軌對軌輸出擺動。在這種特殊情況下，增益被設(shè)置為4.1，以便當DAC輸出為滿標度時，電路產(chǎn)生5v輸出。如果需要其他的輸出電壓范圍，如0V≤VOUT≤4.095V，則可以通過調(diào)整R2和R3的值來輕松改變增益。

高壓側(cè)電流監(jiān)測器

在電源控制電路的設(shè)計中，大量的設(shè)計工作都集中在確保通流晶體管在廣泛的負載電流條件下的長期可靠性。因此，在這些設(shè)計中，監(jiān)控和限制設(shè)備功耗是最重要的。圖55中所示的電路是一個3V單電源高壓側(cè)電流監(jiān)測器的示例，該監(jiān)測器可并入具有可折疊限流功能的電壓調(diào)節(jié)器或具有撬桿保護的大電流電源的設(shè)計中。該設(shè)計使用OP284的軌對軌輸入電壓范圍來檢測0.1Ω電流分流器上的電壓降。電路中用作反饋元件的P溝道MOSFET將運算放大器的差分輸入電壓轉(zhuǎn)換為電流。該電流被施加到R2上以產(chǎn)生一個電壓，該電壓是負載電流的線性表示。電流監(jiān)視器的傳輸方程如下所示：

對于顯示的元件值，監(jiān)視器輸出的傳輸特性為2.5 V/A。

電容負載驅(qū)動能力

OP284具有出色的電容負載驅(qū)動能力。它最多可以驅(qū)動1nF，如圖28所示。即使設(shè)備是穩(wěn)定的，電容性負載也不會帶來帶寬上的損失。對于大于2nF的負載，帶寬減小到小于1MHz。輸出端的緩沖網(wǎng)絡(luò)不會增加帶寬，但它確實可以顯著減少給定電容性負載的超調(diào)量。

緩沖器由一個串聯(lián)的R-C網(wǎng)絡(luò)（RS，CS）組成，如圖56所示，從設(shè)備的輸出端連接到地面。該網(wǎng)絡(luò)與負載電容器CL并聯(lián)工作，以提供必要的相位滯后補償。電阻和電容的值最好是根據(jù)經(jīng)驗確定的。

第一步是確定電阻RS的值。一個好的起始值是100Ω（通常，最佳值小于100Ω）。該值減小，直到小信號瞬態(tài)響應(yīng)得到優(yōu)化。接下來，測定CS；10μF是一個好的起點。該值減小到可接受性能的最小值（通常為1μF）。對于OP284上10nF負載電容器的情況，最佳緩沖網(wǎng)絡(luò)為20Ω串聯(lián)1μF。好處很明顯，如圖57中的示波器照片所示。頂部記錄道在1 nF負載下采集，底部記錄道在50Ω、100 nF緩沖網(wǎng)絡(luò)就位的情況下采集。過沖和響鈴的數(shù)量是驚人的減少。表6顯示了一些用于大型負載電容器的緩沖網(wǎng)絡(luò)示例。

限流低壓差調(diào)節(jié)器

許多電路需要穩(wěn)定的、可調(diào)節(jié)的電壓，電壓相對接近未經(jīng)調(diào)節(jié)的輸入源。這種低壓差類型的穩(wěn)壓器很容易與一個軌對軌輸出運放實現(xiàn)，例如OP284，因為寬輸出擺幅允許容易驅(qū)動低飽和電壓通過裝置。此外，當運算放大器還采用軌對軌輸入特性時，它特別有用，因為這一因素允許它執(zhí)行高側(cè)電流感應(yīng)，以實現(xiàn)正軌電流限制。典型的例子是從3V到9V范圍的系統(tǒng)電源或任何需要低電壓降性能以提高功率效率的電壓。這個4.5V的例子工作在5V的標稱電源上，最壞情況下的電平降到4.6V或少。數(shù)字58顯示了這樣一個調(diào)節(jié)器設(shè)置，使用一個OP284加上一個低RDS（ON）的P溝道MOSFET通過器件。該電路的部分低壓差性能由Q1提供，其額定值為0.11Ω，柵極驅(qū)動電壓僅為2.7 V。此相對較低的柵極驅(qū)動閾值允許調(diào)節(jié)器在低至3V的電源上運行，而不會影響整體性能。

電路的主電壓控制回路操作由OP284的一半U1B提供。這個電壓控制放大器的終端電壓是192。然后調(diào)節(jié)輸出電壓：

在本例中，由于VOUT為4.5 V且VOUT2=2.5 V時，U1B增益為1.8倍，因此選擇R3和R2的比率為1.2:1或10.0 kΩ：8.06 kΩ（使用最接近的1%值）。注意，對于最低的VOUT dc誤差，R2 | R3應(yīng)保持等于R1（如本例所示），R2至R3電阻器應(yīng)為穩(wěn)定的、公差接近的金屬膜類型。圖58中的表格總結(jié)了一些常用電壓的R1到R3值。然而，請注意，一般情況下，輸出可以在VOUT2和12伏最大額定值Q1之間的任何地方。

Q1的低電壓飽和特性是低壓差的關(guān)鍵部分，另一個組成部分是具有良好直流精度的低電流感應(yīng)比較閾值。這里，這是由電流檢測放大器U1A提供的，它由來自1.235v的20毫伏參考電壓、AD589參考二極管D2和R7到R8分頻器提供。當輸出電流和RS值的乘積與該電壓閾值匹配時，電流控制回路被激活，U1A通過D1驅(qū)動Q1柵極。這會導(dǎo)致整個電路操作進入電流模式控制，電流限制ILIMIT定義為：

很明顯，保持這個比較電壓很小是可取的，因為它成為整個電壓損失的一個重要部分。這里，20毫伏參考電壓高于OP284的典型偏移量，但作為VOUT的百分比仍然相當?shù)停?lt;0.5%）。在使限制器適應(yīng)其它ILIMIT電平時，感測電阻器RS應(yīng)與R7至R8一起調(diào)整，以保持該閾值電壓在20 mV和50 mV之間。

電路性能優(yōu)良。對于4.5 V輸出版本，225 mA負載變化下測得的直流輸出變化約為幾微伏，而在相同電流水平下的壓降電壓約為30毫伏。如圖所示，電流限制為400毫安，允許電路在高達300毫安或更高的電平下使用。而Q1設(shè)備實際上可以支持幾安培的電流，實際的額定電流考慮了SOIC-8器件的2.5W，25°C的損耗。由于輸入電平為5V時400毫安的短路電流會導(dǎo)致Q1中的2 W損耗，因此應(yīng)根據(jù)Q1的潛在過熱仔細考慮其他輸入條件。當然，如果Q1使用更高功率的器件，這個電路可以支持幾十安培的輸出以及已經(jīng)提到的更高的VOUT電平。

所示電路可作為標準低壓差調(diào)節(jié)器使用，也可用于開/關(guān)控制。利用可選邏輯控制信號VC驅(qū)動U1的3號引腳，輸出在開關(guān)之間切換。請注意，當此電路中的輸出斷開時，它仍處于激活狀態(tài)（即不是開路）。這是因為關(guān)閉狀態(tài)只是將輸入電壓降低到R1，使得U1A/U1B放大器和Q1仍然有效。

當使用開/關(guān)控制時，電阻器R10應(yīng)與U1一起使用，以加速開/關(guān)切換，并允許電路輸出穩(wěn)定到標稱零電壓。組件D3和組件R11還通過為C2提供動態(tài)放電路徑來幫助加速開關(guān)轉(zhuǎn)換。開關(guān)轉(zhuǎn)換時間小于1ms，而開關(guān)轉(zhuǎn)換時間較長，但小于10ms。

3 V，50 HZ/60 HZ有源陷波濾波器，帶假接地

在單一供電系統(tǒng)中處理信號，通常最好使用假接地偏置方案。使用這種方法的電路如圖59所示。在該電路中，假接地電路使有源陷波濾波器偏置，該有源陷波濾波器用于抑制便攜式患者監(jiān)護設(shè)備中的50赫茲/60赫茲電源線干擾。

陷波濾波器通常用于抑制電力線頻率干擾，這些干擾通常會掩蓋低頻生理信號，如心率、血壓讀數(shù)、腦電圖和心電圖。這種陷波濾波器有效地抑制了濾波器Q為0.75的60赫茲拾波。用3.16 kΩ電阻器代替Twin-T段（R1至R5）中的2.67 kΩ電阻器，配置有源濾波器以抑制50 Hz干擾。

放大器A3是假接地偏置電路的核心。它緩沖在R9和R10產(chǎn)生的電壓，是有源陷波濾波器的參考。由于OP484具有軌對軌輸入共模范圍，因此選擇R9和R10對稱地分斷3v電源。在OP484周圍使用了一個在環(huán)補償方案，允許運算放大器驅(qū)動C6，一個1μF的電容，而沒有振蕩。C6在濾波器的工作頻率范圍內(nèi)保持低阻抗交流接地。

濾波器部分采用雙T結(jié)構(gòu)的OP484，其頻率選擇性對雙T段中電容和電阻的相對匹配非常敏感。聚脂薄膜是電容器的首選材料，電容器和電阻的相對匹配決定了濾波器的通帶對稱性。使用1%的電阻和5%的電容可以產(chǎn)生令人滿意的結(jié)果。

外形尺寸

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