特征

卓越的音質特性

低噪聲：6 nV/Hz

低失真：0.0006%

高轉換率：22 V/s

寬帶：9 MHz

低電源電流：5 mA

低偏移電壓：1 mV

低偏移電流：2 nA

單位增益穩定

SOIC-8封裝

PDIP-8包

應用

高性能音頻

有源濾波器

快速放大器

積分器

一般說明

OP275是第一個采用巴特勒放大器前端的放大器。這種新的前端設計結合了雙極晶體管和JFET晶體管，以獲得具有雙極晶體管的精度和低噪聲性能以及JFET的速度和音質的放大器。總諧波失真加上噪聲等于以前的音頻放大器，但在較低的電源電流。

低于6赫茲的極低l/f角保持平坦的噪聲密度響應。無論噪聲是在30赫茲還是1千赫時測量的，它都只有6毫伏赫茲。輸入級的JFET部分為OP275提供了高轉換率以保持低失真，即使在需要大的輸出擺幅時也是如此，并且OP275的22v/μs轉換率是任何標準音頻放大器中最快的。最棒的是，這種低噪音和高速度是通過使用低于5毫安的電源電流，低于任何標準音頻放大器實現的。

改進的直流性能也提供了偏壓和偏移電流大大減少純雙極設計。輸入偏移電壓保證為1mV，通常小于200μV。這使得OP275可用于許多直流耦合或求和應用中，而無需特殊選擇或附加偏移調整電路的附加噪聲。

輸出能夠驅動600Ω負載到10V有效值，同時保持低失真。3V rms時THD+噪聲較低，為0.0006%。

OP275在擴展的工業溫度范圍（-40°C至+85°C）范圍內指定。OP275有塑料浸漬和SOIC-8兩種封裝形式。SOIC-8包裝有2500個卷盤。由于各種原因，SOIC-8表面貼裝封裝中沒有提供許多音頻放大器；然而，OP275的設計使其能夠在表面貼裝封裝中提供完整的性能。

引腳連接

OP275–典型性能特征

應用

電路保護

OP275具有固有的對地短路保護。與輸出串聯的內部30Ω電阻器將室溫下的輸出電流限制在ISC+=40毫安和ISC–=–90毫安，通常情況下，電源電壓為±15伏。

然而，當施加過大的電壓或電流時，任何一個電源短路都可能損壞設備。如圖1所示，如果用戶可以將輸出短接至電源，則OP275的輸出電流應設計為±30 mA。

總諧波失真

OP275的總諧波失真+噪聲（THD+N）遠低于0.001%，負載降至600Ω。然而，這取決于峰值輸出擺幅。在圖2中，3V rms輸出的THD+噪聲低于0.001%。在圖3中，THD+噪聲在10K和2K負載下低于0.001%，但在600負載條件下增加到0.1%以上。這是OP275輸出擺動能力的結果。注意圖4中的結果，顯示THD與VIN（Vrms）。此圖顯示，在輸出達到9.5 V rms之前，THD+噪聲仍然非常低。這種性能與競爭產品相似。

OP275的輸出設計為在驅動600Ω負載時保持低諧波失真。然而，驅動600Ω負荷與非常高的輸出擺動導致更高的失真，如果剪輯發生。一個常見的例子是嘗試用±15 V電源將10 V rms驅動到任何負載中。剪輯將發生和失真將非常高。為了在輸出振蕩較大的情況下獲得低諧波失真，可以增加電源電壓。圖5顯示了OP275驅動600Ω負載的性能，電源電壓在±18 V到±20 V之間。請注意，使用±18 V電源時，失真相當高，而使用±20 V電源時，失真非常低，為0.0007%。

噪聲

OP275的電壓噪聲密度從30hz降到7nv/¨Hz以下。這使得低噪聲設計在整個音頻范圍內都具有良好的性能。圖6顯示了一個典型的OP275，其1/f轉角為2.24 Hz。

噪聲測試

對于音頻應用，噪聲密度通常是最重要的噪聲參數。為了表征，OP275使用音頻精度系統一進行測試。音頻精度的輸入信號必須放大到足以精確測量的程度。對于OP275，使用圖7中所示的電路，噪聲約為1020。音頻精度的任何讀數都必須除以增益。在實施該測試夾具時，良好的電源旁路是必不可少的。

輸入過電流保護

可應用于OP275的最大輸入差分電壓由一對連接在其輸入端的內部齊納二極管決定。它們將最大差分輸入電壓限制在±7.5V。這是為了防止當施加非常大的差分電壓時，在OP275的輸入級發生發射極基結擊穿。然而，為了保持OP275的低輸入噪聲電壓，與輸入串聯的內部電阻不用于限制鉗位二極管中的電流。在小信號應用中，這不是一個問題；但是，在可能無意中向器件施加較大差分電壓的應用中，大的瞬態電流可以流過這些二極管。雖然這些二極管的設計可承載±5毫安的電流，但在OP275的差分電壓超過±7.5 V的情況下，應使用圖8所示的外部電阻器。

輸出電壓相位反轉

由于OP275的輸入級結合了雙極晶體管（用于低噪聲）和p溝道jfet（用于高速性能），因此，如果OP275的任一輸入超過其負共模輸入電壓，則OP275的輸出電壓可能會出現相位反轉。這可能發生在非常嚴重的工業應用中，傳感器或系統故障可能會對OP275的輸入施加非常大的電壓。盡管OP275的輸入電壓范圍為±10.5 V，但約為–13.5 V的輸入電壓將導致輸出電壓相位反轉。在反轉放大器配置中，OP275的內部7.5V輸入箝位二極管將防止相位反轉；但是，它們不會阻止這種效應在非轉換應用中發生。對于這些應用程序，修復很簡單，如圖9所示。一個3.92KΩ的電阻與OP275的非可逆輸入串聯起來就解決了這個問題。

過載或超速恢復

運算放大器的過載或過驅動恢復時間是指輸出電壓從飽和狀態恢復到額定輸出電壓所需的時間。這種恢復時間在放大器必須在大的異常瞬態事件后迅速恢復的應用中很重要。圖10所示的電路用于評估OP275的過載恢復時間。OP275恢復到VOUT=+10 V大約需要1.2毫秒，恢復到VOUT=–10 V大約需要1.5微秒。

測量沉降時間

OP275的設計結合了高轉換率和寬增益帶寬積，以產生用于8位和12位應用的快速穩定（tS<1μs）放大器。用于測量OP275的穩定時間的測試電路如圖11所示。與假和節點技術相比，這種測試方法的優點是測量放大器的實際輸出，而不是在和節點處測量誤差電壓。該電路除了利用假和節點法測量的轉換速率和帶寬效應外，還使用了共模穩定效應。當然，需要一個合理的平頂脈沖作為刺激。

被測OP275的輸出波形由肖特基二極管箝位，JFET源極跟隨器緩沖。信號被OP260放大10倍，然后肖特基鉗位在輸出端，以防止示波器輸入放大器過載。OP41被配置為快速積分器，提供整體直流偏移零位。

高速運行

與大多數高速放大器一樣，應注意電源去耦、引線穿線和組件放置。圖12和圖13顯示了逆變和非逆變應用的推薦電路配置。

在逆變和非逆變應用中，反饋電阻與源電阻和電容（RS和CS）以及OP275的輸入電容（CIN）形成一個極，如圖14所示。當RS和RF在kilohm范圍內時，這個極點會產生過多的相移甚至振蕩。一個小電容器，CFB，并聯和RFB消除了這個問題。通過設置RS（CS+CIN）=RFBCFB，完全消除了反饋極點的影響。

注意源阻抗可將失真最小化

由于OP275是一個非常低失真的放大器，應仔細注意兩個輸入端的源阻抗。與許多FET型放大器一樣，OP275輸入級中的p溝道jfet表現出隨輸入電壓變化的柵源電容。在逆變配置中，逆變輸入保持在虛擬地上，因此，不隨輸入電壓變化。因此，由于柵極到源極電壓是恒定的，因此不會因輸入電容模型而產生失真。然而，在非互易應用中，柵極到源極的電壓不是恒定的。如果輸入阻抗大于2k且不平衡，由此產生的電容調制可導致1 kHz以上的失真。

圖15顯示了在非反轉應用中最大化OP275失真性能的一些指導原則。防止不必要失真的最佳方法是確保反饋和增益設置電阻（RF和RG）的并聯組合小于2kΩ。保持這些電阻的值小，有助于減少電路的熱噪聲和直流偏移誤差。如果RF和RG的并聯組合大于2kΩ，則應在無換向輸入端串聯使用一個附加電阻RS。RS值由RF和RG的并行組合確定，以保持OP275的低失真性能。

驅動電容性負載

OP275設計用于驅動電阻負載至600Ω，電容負載超過1000 pF，并保持穩定性。當驅動電容性負載時帶寬會降低，設計者不必擔心設備的穩定性。圖16中的圖表顯示了OP275在10 pF到1000 pF電容負載下的0 dB帶寬。

高速低噪聲差分線路驅動器

圖17中的電路是一種在工業應用中廣泛使用的獨特線路驅動器。在±18伏電源的情況下，線路驅動器可以向2.5千伏的負載提供30伏的差分信號。OP275的高轉換率和寬帶寬相結合，可產生130 kHz的全功率帶寬，而低噪聲前端產生的參考輸入噪聲電壓頻譜密度為10 nV/¨Hz。

該設計是一個無變壓器，平衡傳輸系統的輸出共模噪聲抑制是至關重要的。與基于變壓器的設計一樣，在不改變電路增益1的情況下，任何一個輸出都可以對不平衡線路驅動器應用進行接地短路。其他的電路增益可以根據圖中的公式來設置。這使得設計可以很容易地設置為非反轉、反轉或差分操作。

一個3極，40 kHz低通濾波器

OP275的緊密匹配和均勻的交流特性使其成為GIC（廣義阻抗轉換器）和FDNR（頻率相關負電阻）濾波器應用的理想選擇。圖18中的電路說明了一個線性相位，3極，40 kHz低通濾波器，使用OP275作為電感模擬器（回轉器）。該電路使用一個OP275（A2和A3）作為FDNR，一個OP275（A1和A4）作為A3的輸入緩沖器和偏置電流源。放大器A4配置為增益為2，以將通帶幅度響應設置為0 dB。與傳統方法相比，這種濾波器拓撲的優點在于，FDNR中使用的運算放大器不在信號路徑中，并且濾波器的性能對元件變化相對不敏感。此外，這種配置使得可以在不過載任何濾波器內部節點的情況下處理大信號電平。如圖19所示，OP275的對稱轉換率和低失真產生了干凈、良好的瞬態響應。

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