一般說明

LM9061是一種電荷泵裝置，它提供門驅動到任何尺寸的外部功率MOSFET配置作為高壓側的駕駛員或開關。CMOS邏輯兼容電路開/關輸入控制輸出柵極驅動電壓。在在ON狀態下，電荷泵電壓遠高于可用的VCC電源，直接應用于MOSFET。內置15V齊納鉗制最大的門MOSFET的源電壓。當命令關閉時110μA電流接收器對MOSFET的漸變關斷特性使其最小化感應負載瞬態電壓的持續時間保護功率MOSFET。功率MOSFET的無損保護是LM9061。通過電源設備的電壓降（VDS）持續監測，并與外部可編程閾值電壓進行比較。小電流感應電阻與負載串聯，導致損耗保護電路不需要可用能量。如果VDS電壓由于負載電流過大，超過閾值電壓，輸出在更漸進的方式（通過10μa輸出電流匯）可編程延遲時間間隔后。專為汽車應用環境設計LM9061的工作溫度范圍很廣−40˚C至+125˚C，在VCC高達26V的情況下保持運行，并且可以承受60V電源瞬變。LM9061可用于8針小外形表面安裝封裝。

特征

內置電荷泵，用于高壓側柵極過驅動

驅動器應用程序

功率MOSFET的無損保護

可編程MOSFET保護電壓

保護閂鎖關閉的可編程延遲

快速開啟（柵極電容為25000磅/平方英尺）

過電壓關斷，VCC>26V

可承受60V電源瞬變

CMOS邏輯兼容開/關控制輸入

提供8針SOIC（SO-8）封裝

應用

閥、繼電器和電磁閥驅動器

燈驅動器

直流電機PWM驅動器

邏輯控制電源分配開關

電子斷路器

絕對額定值（注1）

電源電壓60V

反向供電電流20毫安

輸出電壓VCC+15V

感測和閾值電壓（至1 kΩ）−25V至+60V

開/關輸入電壓−0.3V至VCC+0.3V

結溫150˚C

儲存溫度−55˚C至+150˚C

引線溫度

焊接，10秒260˚C

工作額定值（注2）

電源電壓7V至26V

開/關輸入電壓−0.3V至VCC

環境溫度范圍−40˚C至+125˚C

熱阻（θJ-A）

LM9061M 150°C/W

直流電特性7V≤VCC≤20V，RREF=15.4KΩ，−40˚C≤TJ≤+125˚C，除非另有規定明確規定。

交流調速特性7V≤VCC≤20V，RREF=15.4KΩ，−40˚C≤TJ≤+125˚C，CLOAD=0.025μF，CDELAY=0.022μF，除非另有規定。

注1：絕對最大額定值表示設備可能發生損壞的極限值。

注2：工作額定值表示設備預期工作的條件，但可能不滿足保證的特定性能限制。為保證的規格和試驗條件見電氣特性。

注3：ESD人體模型：100 pF通過1500Ω電阻放電。

注4:TOFF的交流定時規范未經生產測試，因此不作特別保證。限值僅供參考只有。較小的負載電容將相應地加快開啟和關閉時間。

典型工作波形

典型工作波形（續）

典型電氣特性

申請信息

基本操作

LM9061包含一個電荷泵電路，可產生電壓超過施加的電源電壓柵極驅動電壓功率MOSFET晶體管。任何尺寸N溝道功率MOSFET，包括用于非常高電流應用的多個并聯連接MOSFET，可以用于向接地參考負載電路供電所謂的“高端驅動”應用。圖1顯示了LM9061的基本應用。

當邏輯“1”輸入指令到引腳7時，門驅動輸出，引腳4，迅速上升到VCC電源電位在針腳5處。一旦柵極電壓超過柵極源MOSFET的閾值電壓，VGS（ON），（源是通過負載接地）MOSFET轉動打開并將電源電壓連接到負載。和在電源電位附近，電荷泵繼續提供大于電源的柵極電壓保持MOSFET的開啟。為了保護大門MOSFET，LM9061的輸出電壓被鉗制到將最大VG限制在15V。在MOSFET柵極的輸出電流來自VCC電源引腳。VCC引腳應通過電容器，其值至少為柵極電容的10倍，且不小于0.1μF門極通常為30 mA，VCC為14V，門極為當柵極電壓上升到VCC時，輸出電流將減少。當柵極電壓達到VCC時，輸出電流通常為1mA，VCC為14V。引腳7上的邏輯“0”關閉MOSFET。當命令關閉時，110μa電流接收器連接到輸出引腳。此電流放電的柵電容MOSFET線性化。當柵極電壓等于電源電壓（接近電源電壓）加上MOSFET的VGS（ON）閾值，源電壓開始跟隨柵極電壓向地面傾斜。即使實際上源電壓等于0V，柵極繼續斜坡到零，從而關閉電源設備。這個在某些應用中，逐漸關斷特性（而不是柵極驅動的突然復位）可以最小化MOSFET中的功耗或縮短持續時間負瞬變，如驅動感應式荷載。如果電源出現應力過大的情況裝置的關斷特性更為平緩輸出陷波電流僅為10μA（參見保護電路部分）。

打開和關閉特性

施加在柵極上的電壓的實際變化率功率器件的功率直接依賴于所用MOSFET的輸入電容。這些時間很重要知道是否要重復向負載供電與脈寬調制驅動一樣。關注是柵極到漏極的電容，CGD和柵極之間的電容來源，CGS。圖2詳細說明了打開和關閉典型應用中的間隔。用一個感性負載來說明預期的輸出瞬態電壓。在時間t1，開/關輸入變高。輸出，它驅動MOSFET的柵極，立即拉動LM9061 VCC電源的柵極電壓。這個來自引腳4的源電流通常為30毫安，這很快向CGD和CGS收費。一旦大門到達MOSFET的VGS（ON）閾值，開關打開并電源電壓開始向VCC上升。VGS殘留等于閾值電壓直到電源達到VCC。當VGS不變時，只有CGD在充電。當源電壓達到VCC，在時間t2，電荷泵接管柵極的驅動，以確保MOSFET保持打開狀態。

電荷泵基本上是一個小的內部電容器獲取電荷并將其傳輸到輸出引腳。時鐘速率通常在內部設置為300 kHz。實際上是指控泵充當開關電容電阻器（大約67k）連接到鉗制在13V以上的電壓LM9061的檢測輸入引腳等于VCC在典型應用中提供。柵極電壓上升到VCC呈指數形式，時間常數取決于CGD和CGS之和。但此時負載完全通電。在時間t3，充油泵達到它的最大電位和開關保持接通。在時間t4，開/關輸入變低以關閉MOSFET并切斷負載的電源。此時充電泵斷開，內部110μA電流sink開始將柵極輸入電容放電到接地。放電率（∆V/∆T）等于110μA/（CGD）+CGS）。負載仍然完全通電，直到時間t5電壓已達到源電壓（VCC）的電位加上MOSFET的VGS（ON）閾值電壓。雙方時間t5和t6，VGS電壓保持恒定，并且源電壓跟隨柵極電壓。在電壓開啟的情況下CGD保持不變，現在放電速率變為110μA/CGD。在時間t6，隨著柵極的移動，源電壓達到0V低于VGS（ON）閾值，MOSFET試圖關閉。如果負載中的電流沒有在時間t6時崩潰為零，MOSFET的作用關閉將產生負電壓瞬態（反激）

申請信息（續）

−VGS（開），因為MOSFET必須重新打開繼續傳導負載電流，直到電感已經消散（在時間t7）。MOSFET保護電路LM9061的一個獨特特點是能夠感知MOSFET中的過度功耗并將其鎖定到防止永久性故障。而不是感覺到通過MOSFET流向負載的電流通常需要一個小功率電阻串聯負載，LM9061監控從漏極到源，VDS，穿過MOSFET。這種“無損”技術允許電源提供的所有能量按要求加載。唯一的動力損失是MOSFET本身的選擇和特定的應用程序的電源設備將最大程度地減少此問題。此技術的另一個好處是所有應用程序都使用僅標準廉價的1/4W或更小電阻器。為了利用這種無損保護技術，需要了解所用功率MOSFET的關鍵特性。在保護重點可以放在任何應用上無論是功率MOSFET還是電流量在假定選定的MOSFET可以安全地處理最大負載電流。

為了保護MOSFET不超過其最大接合溫度額定值，功率消耗需要有限的。允許的最大功耗（降低溫度）和最大漏源導通電阻RDS（開），兩者均處于最大工作環境下溫度，需要確定。打開時MOSFET中的功耗將為：

限制最大功耗的VDS電壓為因此：

在這種限制下，獲得的實際負載電流和功率差異將是實際RDS（ON）的直接函數在任何特定環境溫度下功率器件的結溫超過其額定最大值。限制最大負載電流需要估計MOSFET的最小RDS（開）（最小RDS（開）很少指定分立MOSFET）超過要求工作溫度范圍。負載的最大電流為：

MOSFET的最高結溫和/或負載的最大電流可由監視器限制-

申請信息（續）

設置排水管的最大工作值源電壓降，VDS。此外，如果負載無意中對地短路，電源設備將自動關閉。在所有情況下，是否應通過內置保護比較器，輸出漏電流為切換到僅10μA以逐漸關閉電源設備。圖3說明了內部建立保護比較器。兩個電阻連接MOSFET的漏極和源極到LM9061。感應輸入管腳1監控信號源當閾值輸入針腳2連接到排水管，也連接到恒定負載功率供應。這兩個輸入都是保護比較器的兩個輸入。感應輸入端的電壓低于閾值輸入電壓，保護比較器輸出變高，啟動自動閂鎖關閉功能，以保護電源設備。因此直接測量比較器的開關閾值電壓允許通過MOSFET控制的最大值在傳導負載電流時。閾值電壓由電壓降設定電阻器RTHRESHOLD。電阻6的參考電流是固定的。為了精確調節基準電流過溫，一種穩定的帶隙基準源提供電壓來偏置恒流匯。這個參考電流通過以下方式設置：

參考電流接收器輸出內部連接到閾值引腳。然后IREF從負載電源流出通過RTHRESHOLD。固定電壓降RTHRESHOLD大約等于最大值在保護比較器跳閘前，通過MOSFET的VD。必須注意編程的參考電流由于內部用于偏壓，因此有多種用途而且對內部電荷泵也有直接的影響開關頻率。對LM9061進行了優化設計對于約80μa的參考電流，設置RREF為15.4 kΩ±1%電阻器。獲得擔保性能特征建議15.4 kΩ電阻器用于RREF。保護比較器配置為正常工作，當比較器輸出低時，比較器的差分輸入級在實際上沒有電流流入比較器的非反相輸入。因此，只有IREF流經電阻器RTHRESHOLD。所有的輸入偏差比較器輸入級的最大電流為20μA（最高10μA的ISENSE規格的兩倍對于每個比較器輸入端的電位相等）如何通過電阻RSENSE流入逆變輸入端。在比較器閾值，通過RSENSE的電流為不超過10μA的ISENSE規范。

要為任何特定應用定制VDS（最大）閾值，可根據以下公式選擇電阻器RTHRESHOLD：

其中RREF=15.4 kΩ，ISENSE是保護比較器，RSENSE是連接到引腳1和VOS是保護組件的偏移電壓（通常在±10 mV范圍內）。電阻器RSENSE是可選的，但強烈建議對其進行改進，以便為感測管腳提供瞬態保護，尤其是在驅動感應型負載時。最低限度值為1 kΩ將保護銷不受以下范圍的瞬態影響-25V至+60V。該電阻應等于或小于，用于電阻保持的電阻器。不要將RSENSE設置為值大于RTHRESHOLD。當保護組件輸出變高時，輸入的總偏置電流階段從檢測引腳轉移到閾值引腳，從而改變輸入端的電壓比較器。用于比較器右側的一致切換在期望的閾值點，在非反轉輸入（閾值）應等于或超過，逆變輸入端的電壓升高（感應）。

在汽車應用中，負載電源可能是車輛的電池，而LM9061的VCC電源是開關點火電源。當VCC電源切換時關斷時，人們總是關心電流的大小電池電量耗盡。這下面唯一的電流消耗條件是進入閾值引腳的泄漏電流小于10μA。在RREF上的旁路電容器是可選的，用于有助于在應用中保持參考電壓恒定如果VCC電源受到高水平瞬態的影響噪音。該旁路電容器不應大于0.1μF，大多數應用不需要。

延時定時器

為了使MOSFET能夠在短時間內傳導超過保護閾值的電流，可以使用延時定時器提供功能。這個定時器延遲了實際的鎖存在可編程的時間間隔內關閉MOSFET。這種特性對于驅動需要浪涌的負載非常重要啟動時電流超過正常通電電流，或在任何時間點，比如燈和馬達。圖4詳細介紹了延遲定時器電路。電容器延遲引腳8接地設置延遲時間間隔。與MOSFET打開，所有條件正常，保護比較器的輸出低，這將保持放電晶體管打開。這個晶體管保持延遲電容器放電。如果負載電流浪涌跳閘保護比較器高，放電晶體管轉動關閉，內部10μA電流源線性開始給延遲電容器充電。如果過大VDS電壓的浪涌電流持續很長時間足夠電容器給定時比較器充電閾值通常為5.5V，比較器的輸出將

申請信息（續）

設置一個觸發器并立即鎖定MOSFET關閉。在ON/OFF輸入被切換到低電平之前，它不會重新啟動那么高。延遲時間間隔通過選擇CDELAY和可從中找到：
其中VTIMER=5.5V，IDELAY=10μA。

延遲電容器的充電被固定在7.5V是10μA電流的內部偏壓來源

最小延遲時間

所有應用都要求最小延遲時間間隔由于保護電路的性質。就在MOSFET被命令打開，電壓穿過MOSFET，VDS，等于滿載供電電壓，因為電源被負載固定在地上。這種情況將立即使保護比較器跳閘。沒有設置最小延遲時間，定時比較器將跳閘迫使MOSFET閂鎖，從而不允許要通電的負載。為了防止這種情況，在引腳處需要一個延遲電容器8選擇最小電容值以確保正確啟動主要取決于負載特性MOSFET需要多少時間來提高負載電壓到感應輸入更多的點大于閾值輸入（t啟動）。如果需要特定的最小延遲時間特性，則需要一些實驗。因此：

在沒有特定延遲時間要求的情況下，一個值對于CDELAY，建議為0.1μF。

過電壓保護

LM9061將在VCC上保持高達+26V的工作電壓。如果VCC增加到超過典型的+30V，LM9061將關閉MOSFET以防止負載過大電壓。當VCC恢復正常運行時范圍設備將恢復正常運行需要切換開/關輸入。此功能將允許MOSFET在周期性電壓瞬變的應用中繼續運行，如汽車應用。對于負載對高壓敏感的電路可以使用圖5所示的電路。一個感應輸入（引腳1）上的齊納將提供最大保護比較器的參考電壓。感覺此應用中需要電阻器來限制齊納電流。當設備打開時，負載電源試圖高于（VZENER+V閾值），保護比較器跳閘，延時定時器啟動。如果高電源電壓條件持續足夠長的時間來延遲定時器超時時，MOSFET將被鎖定。這個開關輸入將需要切換以重新啟動MOSFET。

反向電池

LM9061不受反極性電源的保護連接。如果VCC電源應為負對于接地，來自VCC引腳的電流應為限制為20毫安。增加一個二極管與建議使用VCC輸入。這種二極管的下降并沒有從電荷泵柵極過驅動輸出電壓顯著降低。電池電量不足LM9061的另一個特點是欠壓關斷功能（UVSO）。典型的UVSO閾值為6.2V，而且沒有遲滯。當VCC在保證最低工作電壓為7.0V，以及UVSO閾值，MOSFET柵極驅動的操作，延時定時器和保護電路不可靠。應避免在這一地區作業。當VCC低于UVSO閾值電荷泵將禁用，閘門將在正常關閉時排出電流吸收率，通常為110μA。圖6顯示了用作電子電路的LM9061斷路器。該電路提供低壓關斷、過電壓閉鎖關斷和過流閉鎖關斷。低壓停機使用“開”和“關”電壓閾值，以及典型的1.2V滯后，以禁用LM9061，如果VCC接近或低于7.0V最小工作電壓。低壓停機完成分壓器偏置VCC。分壓器就是電壓由R1（30 kΩ）、R2（82 kΩ）和內部下拉式ON/OFF引腳的電阻器（典型值為30 kΩ）。正常運行時，VCC將高于7.0V，并且On/Off引腳將偏向于“Off”以上閾值最大為1.5V（典型值為1.8V）。當VCC下降到7.0V開/關引腳電壓將低于“關”閾值電壓和LM9061將關閉。在閂鎖關閉的情況下，電路可以復位關閉主電源，然后再打開。一個可選的，常開，從ON/OFF引腳切換（清除）到接地后，允許“按鈕清除”電路鎖定關閉。

這種分壓器布置需要一個機械裝置將ON/OFF引腳提高到3.5V的“ON”閾值以上當VCC小于16V時，最小值（典型值為3.1V）。這可以通過第二個常開觸點完成，在R2（Set）上從ON/OFF引腳切換，以便閉合開關將使R2和ON/OFF引腳上的電壓短路通常是VCC的一半。當VCC最小時工作電壓為7.0V，這將使ON/OFF引腳偏向大約3.5伏，導致LM9061接通。當VCC通常在16.5V以上，電阻分壓器將接通/OFF引腳偏置超過3.5V，電阻R2短路不需要。

而外部電阻值的標度

VCC和ON/OFF輸入引腳，與內部30 kΩ相對電阻器，可以用來增加啟動電壓，是嗎重要的是，電阻比始終有ON/OFF引腳當VCC低于時，偏差低于“關閉”閾值（1.5V）最小工作電壓為7.0V。這種分壓器布置的精度受到影響通過“開”和“關”的正常制造變化電壓閾值和內部電阻值開/關引腳。如果任何應用程序需要用更大的精度當VCC接近7.0V時，外部電壓應使用監視器驅動開/關引腳。外部電壓監視器也將消除切換至短R2以啟動LM9061和R2。

申請信息（續）

驅動MOSFET陣列

LM9061是任何需要多個并聯MOSFET以提供所需負載電流。只需要一些“常識性”的預防措施有待觀察。陣列中的所有MOSFET必須具有相同的電氣和熱特性。這是可以解決的使用同一制造商的相同零件號陣列中所有的MOSFET。還有，所有MOSFET應該有相同風格的散熱器，或者，理想情況下，全部安裝在同一個散熱器上。的電氣連接MOSFET應該得到特別關注。帶典型RDS（開）值在幾十毫歐姆范圍內，一個不良的電氣其中一個MOSFET的連接會使它在電路。

此外，MOSFET在柵電容正常關斷放電期間的損耗最小為70μA和110μA典型的，需要考慮。需要特別注意的是，在發生故障的情況下，閂鎖關閉電流匯（典型值為10μa）可能不會能夠及時放電總柵電容防止MOSFET損壞的方法。圖7顯示了一個具有四個并聯NDP706A MOS  fet的電路。這種特殊的MOSFET有一個典型的RDS（ON）TJ為25°C時為0.013Ω，TJ為+125°C時為0.020Ω。當VDS的閾值電壓設置為500 mV時電路將提供150A的典型最大負載電流25˚C，125˚C時典型最大負載電流為100A。每個MOSFET的最大功耗將接近20W在25°C時，在125°C時為12.5W。四個設備中的每一個都不相同，一個有效的散熱片將在操作時，必須使TJ盡可能低接近最大負載電流。

增加MOSFET開啟時間

LM9061快速開啟MOSFET的能力是MOSFET管理中的一個重要因素功耗。在開啟MOS2FET時，應小心操作柵極驅動電流。MOSFET平均損耗，和LM9061延遲時間，必須用延長開關轉換時間。圖8顯示了一種增加MOSFET匝數的方法準時，不影響關機時間。用這種方法門是以指數速率充電的外柵電阻和MOSFET柵電容

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