特征

•與DRV591相比，操作減少了輸出濾波器尺寸和成本50%

•±3-A最大輸出電流

•低壓運行：2.8 V至5.5 V

•高效率產生更少的熱量

•過電流和熱保護

•過電流、過熱和欠壓條件下的故障指示燈

•兩個可選開關頻率

•內部或外部時鐘同步

•針對EMI優化的PWM方案

• 9×9 mm電源板四個扁平封裝封裝

應用

•熱電冷卻器（TEC）驅動器

•激光二極管偏壓

說明

DRV593和DRV594是高效、大電流功率放大器，非常適合驅動2.8 V至5.5 V系統中的各種溫差電冷卻器元件。該裝置的運行只需要一個用于輸出濾波器的電感器和電容器，節省大量印刷電路板面積。脈搏-寬度調制（PWM）操作和低輸出級導通電阻可顯著降低放大器的功耗。

DRV593和DRV594內部有熱過載和電流過載保護。邏輯電平故障指示燈在結溫達到約115°C時發出信號，以便在放大器的內部熱關機電路啟動之前進行系統級關機。當發生過電流事件時，故障指示燈也會發出信號。如果過電流電路跳閘，裝置自動復位（更多詳情見應用信息部分）。

根據系統要求，可將PWM開關頻率設置為500 kHz或100 kHz。為了消除外部分量，DRV593的增益固定在2.3V/V。對于DRV594，增益固定在14.5V/V。

訂購信息

（1）、這個包裹可以用膠帶卷起來。要訂購此包裝選項，請在零件號上添加一個R后綴（例如，DRV593VFPR或DRV594VFPR）。

功能框圖

典型特征

圖表表

圖形的測試設置

圖2、3、8和9中使用的LC輸出濾波器如下所示。

典型特征

申請信息

DRV593和DRV594的脈寬調制方案

在DRV593和DRV594中實現的脈沖寬度調制方案消除了PWM驅動器之前所需的全輸出濾波器的一半。DRV593和DRV594只需要一個電感器和電容器作為輸出濾波器。H/C輸出決定電流的方向，不來回切換。PWM輸出開關在負載上產生與輸入控制電壓成比例的電壓。

冷卻方式

圖18顯示了處于冷卻模式的DRV593和DRV594。H/C輸出（引腳14-17）接地，PWM輸出（引腳24-27）在負載上產生與輸入電壓成比例的電壓。

通過方程式（1）確定負載上的差分電壓，使用等式（2）確定占空比。差分電壓定義為PWM輸出濾波器后相對于H/C輸出測得的電壓。

其中

D：PWM信號的占空比

Av:DRV593/594增益（DRV593:2.3V/V，DRV594:14.5V/V）

VIN+：DRV593/594的正輸入端子

VIN-：DRV593/594的負極輸入端子

VDD：電源電壓

例如，如圖18所示，50%的占空比在VDD=5 V的負載范圍內產生2.5 V的電壓。

加熱方式

圖19顯示了DRV593和DRV594處于加熱模式。H/C輸出在VDD，PWM輸出與負載上的電壓成比例。

通過方程式（3）確定負載上的差分電壓。變量與前面用于方程（1）和（2）的變量相同。

例如，如圖19所示，50%的占空比導致VDD=5 V時負載上的電壓為-2.5 V。負載上的壓差定義為PWM輸出上濾波器后相對于H/C輸出測得的電壓。

熱/冷轉變

當設備從冷卻過渡到加熱時，PWM輸出的占空比減小到一個小值，H/C輸出保持在地上。當設備轉換到加熱模式時，H/C輸出從零伏變為VDD，PWM輸出變為高占空比。電流的方向是相反的，但是在負載上保持低電壓。當部件進一步進入加熱模式以驅動更多電流通過負載時，占空比降低。圖20說明了從冷卻到加熱的過渡。

過零區

當差分輸出電壓接近零時，DRV593和DRV594中的控制邏輯使輸出在加熱和冷卻模式之間變化。兩個輸出都可以是零電壓輸出，也可以是兩個電壓差分輸出。因此，當兩個輸入電壓相等時，隨機噪聲會導致輸出在兩個狀態之間變化。輸出從零切換到VDD，盡管不是以固定的頻率。有些脈沖可能比其他脈沖寬，但兩個輸出（PWM和H/C）相互跟蹤以提供零差分電壓。這些不均勻的脈沖寬度會增加過零條件下的開關噪聲。

為了避免這種現象，應在控制回路中實施遲滯，以防止裝置在該區域內運行。盡管在過零點期間的運行規劃很重要，但DRV593和DRV594的正常運行點在該區域之外。對于激光溫度/波長調節，只有當激光溫度或波長相對于環境溫度不需要TEC元件加熱或冷卻時，零伏輸出條件才是一個問題。

輸出濾波器注意事項

TEC元件制造商為每個特定元件提供最大直流電流和最大輸出電壓的電氣規范。然而，通常只建議最大紋波電流小于10%，而不參考電流的頻率分量。元件上的最大溫差隨紋波電流的增加而減小，可用以下公式計算：

其中：

∆T=實際溫差

∆Tmax=最大溫差（由制造商規定）

N=紋波電流與直流電流之比

根據這個關系，10%的紋波電流可使最大溫差降低1%。LC網絡可用于過濾流向TEC的電流，以減少紋波量，更重要的是，保護系統的其余部分免受任何電磁干擾（EMI）。

過濾器組件選擇

LC濾波器可以從兩個不同的角度進行設計，這兩個角度都將在下面進行描述，它有助于估計系統的總體性能。濾波器的設計應適用于運行期間的最壞情況，即差分輸出處于50%占空比時。以下部分作為設計的起點，任何計算都應通過實驗室中的原型電路進行確認。

任何濾波器都應盡可能靠近DRV593和DRV594，以減少EMI。

頻域LC濾波器

二階低通濾波器（圖17和18）的傳遞函數如等式（5）所示：

Q=質量系數

w=DRV593或DRV594開關頻率

對于DRV593和DRV594，差分輸出開關頻率通常選擇為500 kHz。濾波器的諧振頻率通常選擇為比開關頻率低至少一個數量級。然后，可將方程（5）簡化為給出以下震級方程（6）。這些方程假設使用圖22中的過濾器。

fs=500kHz（DRV593或DRV594開關頻率）

如果L=10μH和C=10μF，截止頻率為15.9 kHz，對應于500 kHz開關頻率。VdTec元件的紋波量約為5 mV。

平均TEC元件的電阻為1.5Ω，因此通過TEC的紋波電流約為3.4 mA。在DRV593和DRV594的3-A最大輸出電流下，該5.4 mA對應于0.11%的紋波電流，導致TEC元件的最大溫差降低小于0.0001%（見方程式4）。

時域LC濾波器

電感器的紋波電流可使用方程式（7）計算：

D=占空比（0.5最壞情況）

Ts=1/fs=1/500千赫

當VO=5v，VTEC=2.5v，L=10μH時，電感紋波電流為250ma。然而，要計算有多少紋波電流流過TEC元件，必須考慮濾波電容器的特性。

對于具有極低等效串聯電阻（ESR，小于10 mΩ）的相對較小的電容器（小于22μF），例如陶瓷電容器，可使用以下等式（8）來估計上的紋波電壓電荷變化引起的電容器：

D=占空比

對于L=10μH和C=10μF，截止頻率Fo為15.9 kHz。對于0.5 V和VTEC=2.5 V的最壞情況，電容器上的紋波電壓為6.2 mV。紋波電流可以通過將紋波電壓除以1.5Ω的TEC電阻來計算，從而得到通過TEC元件的紋波電流為4.1ma。請注意，這與使用頻域方法計算的值類似。

對于具有較高ESR（大于100 mΩ）的較大電容器（大于22μF），如電解電容器，ESR主導電容器的充放電。可使用以下簡單方程式（9）來估計紋波電壓：

∆/L=電感紋波電流

∆ESR=濾波電容ESR

對于100μF電解電容器，ESR通常為0.1Ω。如果使用10μH電感器，向電容器提供250毫安的紋波電流（如上所計算），則紋波電壓為25毫伏。這是10μF陶瓷電容器的10倍以上，因為陶瓷電容器的ESR通常可以忽略不計。

開關頻率配置：振蕩器組件ROSC和COSC

和頻率操作

板載斜坡發生器需要一個外部電阻器和電容器來設置振蕩頻率。通過選擇適當的電容器值并保持頻率引腳為低（500 kHz）或高（100 kHz），頻率可以是500 kHz或100 kHz。表1顯示了每個開關頻率所需的值和頻率引腳配置。

為了正確操作，電阻ROSC應具有1%的公差，而電容器COSC應為陶瓷型，公差為10%。兩個組件都應該接地到AGND，AGND應該在一個點上連接到PGND，通常在電源和接地物理連接到印刷電路板的地方。

外部時鐘操作

要同步切換到外部時鐘信號，將INT/EXT端子拉低，并將時鐘信號驅動到COSC終端。該時鐘信號必須在10%到90%的占空比范圍內，并滿足電氣規格表中規定的電壓要求。由于DRV593和DRV594包括一個內部倍頻器，所以外部時鐘信號必須大約為250 kHz。允許偏離250 kHz時鐘頻率，并在電氣特性表中規定。在這種操作模式下，從ROSC連接到接地的電阻器可以從電路中省略。電源在內部斷開。

輸入配置：差分單端

如果使用差分輸入，則應在DRV593或DRV594的中軌附近偏置，且不得超過輸入級的共模輸入范圍（見數據表開頭的操作特性）。

最常見的配置是使用單端輸入。未使用的輸入應連接到VDD/2，這可以簡單地用電阻分壓器實現。為了獲得最佳性能，所選電阻值應至少比DRV593或DRV594的輸入電阻低100倍。這可防止未使用輸入端的偏置電壓在施加信號輸入時發生偏移。從輸入端到地面還應放置一個小型陶瓷電容器，以濾除噪聲并保持電壓穩定。配置為緩沖器的運算放大器也可用于設置未使用輸入端的電壓。

固定內部增益

差分輸出電壓可使用方程式（10）計算：

AV是電壓增益，DRV593內部固定為2.3 V/V，DRV594內部固定為14.5 V/V。數據表開頭的電氣規格表中提供了最大和最小額定值。

電源去耦

為了減少高頻瞬態或尖峰的影響，一個小型陶瓷電容器（通常為0.1μF至1μF）應盡可能靠近DRV593和DRV594的每組PVDD引腳。對于整體去耦，10μF至100μF鉭或鋁電解電容器應放置在相對靠近DRV593和DRV594的位置。

阿雷夫電容器

AREF終端是用于車載振蕩器和斜坡發生器的內部中軌電壓調節器的輸出。調節器不得用于向任何附加電路供電。為了保持穩定性，必須將1μF陶瓷電容器從AREF連接到AGND（有關AGND連接信息，請參閱上述振蕩器組件）。

停機操作

DRV593和DRV594包括一個關閉模式，可以禁用輸出并將設備置于低電源電流狀態。停機引腳可由TTL邏輯信號控制。當停機保持在高位時，設備運行正常。當停機保持在低位時，設備處于停機狀態。停機銷不得保持浮動狀態。如果未使用關機功能，則該引腳可連接至VDD。

故障報告

DRV593和DRV594包括檢測三種故障的電路：

*過電流

*欠壓

*超溫

這三種故障條件通過FAULT1和FAULT0端子進行解碼。在內部，這些是開漏輸出，因此需要一個5 kΩ或更大的外部上拉電阻。

當輸出電流超過4安培時，報告過電流故障。一旦檢測到這種情況，就會設置過電流故障，并且輸出進入高阻抗狀態約3μs到5μs（500 kHz操作）。在3μs到5μs后，重新啟用輸出。如果過電流狀態結束，故障被清除，設備恢復正常運行。如果過電流情況仍然存在，則重復上述順序。

當工作電壓降至2.8V以下時，報告欠壓故障。該故障未閉鎖，因此一旦電源恢復，故障即被清除，恢復正常運行。在欠壓條件下，輸出將進入高阻抗狀態，以防止由于rDS（on）增加而導致的過度發射。

當結溫超過115°C時，報告超溫故障。器件繼續正常工作，直到結溫達到150°C，此時IC被禁用，以防止發生永久性損壞。一旦設置了超溫標志，系統控制器必須降低DRV593或DRV594所需的功率，否則當溫度達到150°C時，設備將關閉。此故障不會被鎖定；一旦結溫降至115°C以下，故障將被清除，恢復正常運行。

功耗和最高環境溫度

盡管DRV593和DRV594比傳統的線性解決方案效率高很多，但是輸出晶體管導通電阻上的功率降確實會在封裝中產生一些熱量，其計算方法如等式（11）所示：

例如，在總導通電阻為130 mΩ（TJ=25°C時）的最大輸出電流為3 A，封裝中消耗的功率為1.17 W。

使用方程式（12）計算最高環境溫度：

印刷電路板（PCB）布局注意事項

由于DRV593和DRV594是大電流開關器件，必須考慮印刷電路板（PCB）布局的一些指導原則：

1、接地。模擬接地（AGND）和電源接地（PGND）必須保持分離，理想情況下回到電源物理連接到PCB的位置，最小限度地回到散裝去耦電容器（10μF陶瓷最小值）。此外，電源板接地連接應連接至AGND，而不是PGND。AGND或PGND不建議使用接地層，應使用跡線來確定電流路徑。寬道（100密耳）應用于PGND，窄道（15密耳）應用于AGND。

2、電源去耦。小0.1μ到1樓μF陶瓷電容器應盡可能靠近每套PVDD引腳，從PVDD連接到PGND。0.1分μF到1μF陶瓷電容器也應放置在靠近AVDD引腳的地方，從AVDD連接到AGND。一個至少10個的整體去耦電容器μF、 最好是陶瓷，應放置在DRV593或DRV594附近，從PVDD到PGND。如果電源線較長，可能需要額外的去耦。

3、功率和輸出軌跡。功率和輸出軌跡的大小應能處理所需的最大輸出電流。輸出軌跡應盡可能短，以減少電磁干擾，即輸出濾波器應盡可能靠近DRV593或DRV594輸出。

4、電源板。四扁平封裝封裝中的DRV593和DRV594使用TI的PowerPAD技術來增強熱性能。PowerPAD物理連接到DRV593和DRV594硅襯底上，DRV594硅與AGND相連。因此，如上所述，電源板接地連接應與PGND分開。可在電源板下方連接AGND，以方便接地。有關PowerPAD PCB布局的更多信息，請參閱PowerPAD熱增強封裝應用說明SLMA002。

5、熱性能。為了獲得適當的熱性能，必須將PowerPAD焊接到熱焊盤上，如PowerPAD熱增強封裝應用說明SLMA002中所述。此外，在高電流水平（大于2A）或高環境溫度（大于25°C） ，內部平面可用于散熱。電源板下的通孔應牢固連接，除非通過電源板連接，否則飛機不得與地面連接，如上所述。

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