特征

低失調電壓：最大60μV

極低偏移電壓漂移：最大0.7μV/°C

低輸入偏置電流：最大2 nA

低噪聲：典型8 nV/√Hz

最小CMRR、PSRR和AVO>120 dB

低電源電流：每個放大器400μA

雙電源操作：±2.5 V至±15 V

單位增益穩定

無相位反轉

超出電源電壓的內部保護輸入

應用

無線基站控制電路

光網絡控制電路

儀器儀表

傳感器和控制裝置

熱電偶式溫度計

電阻式熱探測器（RTD）

應變橋

分流電流測量

精密過濾器

一般說明

OPx177系列包括非常高精度、單、雙和四路放大器，具有極低的偏移電壓和漂移、低輸入偏置電流、低噪聲和低功耗。輸出穩定，電容負載超過1000 pF，無外部補償。在30V時，每個放大器的電源電流小于500μA。內部500Ω串聯電阻保護輸入，允許輸入信號電平超過任一電源幾伏而無相位反轉。

與以前具有極低偏置電壓的高壓放大器不同，OP1177（單）和OP2177（雙）放大器采用微型8引線表面貼裝MSOP和8引線窄SOIC封裝。OP4177（quad）提供TSSOP和14引線窄SOIC封裝。此外，MSOP和TSSOP中的規定性能與SOIC封裝中的性能。MSOP和TSSOP僅提供磁帶和卷盤。

OPx177系列在表面貼裝封裝中提供了任何高精度放大器中規定的最寬溫度范圍。所有版本都完全規定在−40°C到+125°C的溫度范圍內運行，適用于最苛刻的操作環境。

這些放大器的應用包括精確的二極管功率測量、電壓和電流電平設置以及光和無線傳輸系統中的電平檢測。其他應用包括線路供電和便攜式儀表和控制熱電偶、電阻式溫度檢測器、應變橋和其他傳感器信號調節和精密過濾器。

引腳配置

典型性能特征

功能描述

OPx177系列是第四代模擬設備公司，工業標準OP07放大器系列。OPx177是一種高精度、低噪聲運算放大器，具有極低的失調電壓和極低的輸入偏置電流。與JFET放大器不同，低偏壓和偏置電流對環境溫度相對不敏感，甚至高達125°C。

模擬器件公司專有的工藝技術和線性設計專業技術在一個微型的MSOP 8-引線封裝中生產出了一種性能優于OP07、OP77和OP177的高壓放大器。盡管其體積小，OPx177提供了許多改進，包括低寬帶噪聲，非常寬的輸入和輸出電壓范圍，較低的輸入偏置電流，以及完全沒有相位反轉。

OPx177的指定工作溫度范圍與塑料表面貼裝封裝中的任何類似設備一樣寬。這一點越來越重要，因為印刷電路板和整個系統尺寸不斷縮小，導致內部系統溫度上升。與OP177相比，功耗降低了四倍，帶寬和轉換速率增加了兩倍。低功耗和非常穩定的性能對溫度也起到了減少預熱漂移誤差的作用。

在重負載下，開環增益線性度優于競爭部件，如OPA277，提高了直流精度，并減少了高閉環增益電路中的失真。輸入在內部受到保護，不受任何供電軌的過電壓條件的影響。

像任何高性能放大器，最大的性能是通過遵循適當的電路和PCB指南來實現的。以下各節提供了在各種應用條件下如何充分利用OPx177的實用建議。

總噪聲-包括源電阻

OPx177的低輸入電流噪聲和輸入偏置電流使其適用于具有大量輸入源電阻的電路。輸入偏置電壓每增加500Ω源電阻，最大增加不到1μV。

OPx177的總噪聲密度為：

式中：

en為輸入電壓噪聲密度。

in是輸入電流噪聲密度。

RS是非換向端的源電阻。

k是玻爾茲曼常數（1.38×10−23 J/k）。

T是環境溫度，單位為開爾文（T=273+溫度單位為攝氏度）。

當RS<3.9kΩ時，以en為準

當3.9kΩ<RS<412kΩ時，放大器的電壓噪聲、通過源電阻轉換的放大器電流噪聲以及源電阻的熱噪聲都是總噪聲的貢獻因素。

當RS>412 kΩ時，電流噪聲占主導地位，并且

特定帶寬上的總等效均方根噪聲表示為：

其中BW是以赫茲為單位的帶寬。

上述分析對大于50赫茲的頻率有效。當考慮較低頻率時，必須考慮閃爍噪聲（也稱為1/f噪聲）。

有關噪聲計算的參考，請參閱帶通KRC或Sallen鍵濾波器部分。

增益線性度

增益線性度減少了閉環配置中的誤差。增益曲線越直，輸入信號范圍內的最大誤差越小。對于具有高閉環增益的電路來說尤其如此。

OP1177即使在重載情況下也具有良好的增益線性，如圖51所示。將其性能與OPA277進行比較，如圖52所示。兩個裝置在相同條件下測量，RL=2kΩ。OP2177（雙）在較低電壓下幾乎沒有失真。與OPA277相比，OP1177在不同電源電壓和不同負載下的性能遠遠超過了OPA277。

輸入過壓保護

當輸入電壓超過正或負電源電壓時，大多數放大器都需要外部電阻器來保護它們不受損壞。

OPx177具有內部保護電路，可在任一端子的輸入端施加超過電源的高達2.5 V的電壓，而不會產生任何有害影響。

如果電壓超過電源2.5 V以上，則使用一個與輸入串聯的附加電阻器。電阻器的值可根據公式確定:

在OPx177低輸入偏置電流小于1毫安的情況下，將一個5千歐電阻器與兩個輸入串聯，可使輸入偏置電壓增加不到5微伏，對電路整體噪聲性能的影響可以忽略不計。

5 kΩ保護輸入電壓超過任一電源27 V。有關噪聲與源電阻的更多信息，請參閱THD+噪聲部分。

輸出相位反轉

相位反轉被定義為放大器傳遞函數中極性的改變。當輸入端的電壓大于最大共模電壓時，許多運算放大器會出現相位反轉。在某些情況下，這可能會對放大器造成永久性損壞。在反饋回路中，它可能導致系統鎖定或設備損壞。即使在輸入電壓超過電源的情況下，OPx177也不受相位反轉問題的影響。

沉降時間

穩定時間是指在應用輸入脈沖后，放大器輸出達到并保持在其最終值的百分比內所需的時間。它在放大器緩沖ADC輸入或DAC輸出的測量和控制電路中尤為重要。

為了盡量減少放大器電路的穩定時間，使用適當的電源旁路和適當的電路元件選擇。電阻器應該是金屬薄膜型的，因為它們的雜散電容和電感比線繞的同類要小。電容器應為聚苯乙烯或聚碳酸酯類型，以盡量減少介質吸收。

電源線應盡可能短，以減少電容和電感。OPx177的穩定時間約為45μs至0.01%（1 mV），輸入端采用10 V階躍，單位增益不變。

過載恢復時間

過載恢復是指放大器的輸出電壓從飽和狀態恢復到線性響應區域所需的時間。一個常見的例子是電路傳遞函數要求的輸出電壓超出放大器的最大輸出電壓能力。在閉合環路增益為2的放大器上施加的10 V輸入需要20 V的輸出電壓。這超出了OPx177在±15 V電源下工作時的輸出電壓范圍，并迫使輸出飽和。

恢復時間在許多應用中都很重要，尤其是在運算放大器必須在大的瞬態電壓下放大小信號的情況下。

圖18顯示了OP1177的正過載恢復時間。過驅動超過100%后，輸出在不到4μs內恢復。

OP1177的負過載恢復為1.4μs，如圖19所示。

THD+噪聲

OPx177的總諧波失真非常低。這表明了優良的增益線性度，使OPx177成為高閉環增益精度電路的最佳選擇。

圖55顯示OPx177在單位增益中有大約0.00025%的失真，這是失真的最壞配置。

電容負載驅動

OPx177在所有增益下本質上是穩定的，并且能夠在沒有振蕩的情況下驅動大電容負載。在沒有外部補償的情況下，OPx177在任何配置下都能安全地驅動高達1000 pF的電容負載。與幾乎任何放大器一樣，在單位增益下驅動更大的電容性負載需要額外的電路來保證穩定性。

在這種情況下，緩沖網絡被用來防止振蕩和減少超調量。這種方法的一個顯著優點是它沒有減小輸出擺幅，因為電阻RS不在反饋回路內。

圖56是OPx177輸出響應400毫伏脈沖的范圍快照。負載電容為2nF。電路配置為正單位增益，這是穩定性的最壞情況。

如圖58所示，將R-C網絡與負載電容（CL）并聯，可使放大器在不引起振蕩或過沖的情況下驅動更高的CL值。

沒有振鈴，并且使用緩沖網絡將超調從27%降低到5%。

表5列出了幾種電容性負載（最大200 nF）的RS和CS的最佳值。其他電容性負載的值可以通過實驗確定。

注意：緩沖技術不能恢復由大電容負載引起的帶寬損失。

雜散輸入電容補償

運算放大器電路（Ct）中的有效輸入電容由三個元件組成。這些是輸入端子之間的內部差分電容，每個輸入對地的內部共模電容，以及包括寄生電容在內的外部電容。在圖59中的電路中，閉環增益隨著信號頻率的增加而增加。

電路的傳遞函數為：

表示零

根據R1和R2的值，閉環增益的截止頻率可以遠低于交叉頻率。在這種情況下，相位裕度（ΦM）會嚴重退化，導致過度振鈴甚至振蕩。

克服這個問題的一個簡單方法是在反饋路徑中插入一個電容器，如圖60所示。

所得到的極點可以被定位來調整相位裕度。

設置Cf=（R1/R2）Ct實現90°的相位裕度。

減少電磁干擾

許多方法可以用來減少電磁干擾對放大器電路的影響。

在一種方法中，任一輸入端上的雜散信號耦合到放大器的相反輸入端。結果是根據放大器的共模抑制比抑制信號。

這通常是通過在放大器的輸入端之間插入一個電容器來實現的，如圖61所示。然而，這種方法也可能導致不穩定，這取決于電容值。

在電容器上串聯一個電阻（見圖62），可以增加直流回路的增益并減少輸出誤差。將斷點（由R-C引入）放置在運算放大器的次級極下方，可以提高相位裕度，從而提高穩定性。

根據公式，R可以獨立于C來選擇特定相位裕度

其中：

a是放大器的開環增益。

f2是a=ΦM−180°相位的頻率。

適當的電路板布局

OPx177是一種高精度設備。為確保PCB級的最佳性能，在設計電路板布局時必須小心謹慎。

為避免漏電流，電路板表面應保持清潔，無水分。涂層的表面創造了一個防潮層，并有助于減少寄生電阻板。

保持電源軌跡短，并適當地繞過電源，可最大限度地減少因輸出電流變化而產生的電源干擾，例如在將交流信號驅動到重負載時。旁路電容器應盡可能靠近設備電源引腳。雜散電容是放大器輸出和輸入端的一個問題。建議信號跡線距離電源線至少5 mm最小化耦合。

PCB上的溫度變化會導致焊點和其他不同金屬接觸點的Seebeck電壓導致熱電壓誤差。為了盡量減少熱電偶的影響，調整電阻器的方向，使熱源均勻地加熱兩端。輸入信號路徑應包含匹配的部件編號和類型，盡可能匹配熱電偶接頭的數量和類型。例如，可以使用零值電阻等虛擬元件來匹配相反輸入路徑中的實際電阻。匹配的部件應位于附近，并應以相同的方式定向。確保引線長度相等，以便熱傳導處于平衡狀態。使PCB上的熱源盡可能遠離放大器輸入電路。

強烈建議使用地平面。接地板降低了EMI噪聲，也有助于保持整個電路板的恒定溫度。

差分放大器

差分放大器用于高精度電路中以提高共模抑制比（CMRR）。

在單儀表放大器中（見圖63），其中

比率R2/R1和R4/R3之間的不匹配導致共模抑制比降低。

為了更好地理解這種影響，我們可以從定義上考慮，

其中ADM是差分增益，ACM是共模增益。

為了使這個電路充當差分放大器，其輸出必須與差分輸入信號成比例。

從圖63來看，

排列各項并結合前面的方程式得出：

CMRR對R1的靈敏度是通過取方程1中CMRR對R1的導數得到的。

假設

R1≈R2≈R3≈R4≈R和R（1−δ）<R1，R2，R3，R4<R（1+δ）

最壞情況下的CMRR錯誤出現在：

R1=R4=R（1+δ）和R2=R3=R（1−δ）

將這些值代入方程式1中可以得到：

其中δ是電阻器的公差。

較低的容差值電阻導致更高的共模抑制（高達運算放大器的共模抑制比）。

使用5%公差電阻，可以保證的最高共模抑制比為20分貝。或者，使用0.1%的容差電阻可產生至少54db的共模抑制比（假設運算放大器CMRR×54db）。

當OPx177的共模抑制比最小為120分貝時，電阻匹配是大多數電路的限制因素。微調電阻可以用來進一步改善差分放大電路的電阻匹配和共模抑制比。

高精度熱電偶放大器

熱電偶由兩根接觸的不同金屬線組成。不同的金屬產生電壓

式中：

TJ是熱接點測量時的溫度。

TR是冷端的溫度。

α是熱電偶中使用的不同金屬特有的塞貝克系數。

VTC是熱電偶的電壓，隨著溫度的升高而變大。

最大測量精度要求熱電偶的冷端補償。為了進行冷端補償，在終端連接處（等溫塊內部）施加一根銅線短路，模擬0°C點。使用R5微調電阻器將輸出電壓調零，然后拆下銅線。

OPx177是熱電偶電路的理想放大器，因為它具有非常低的失調電壓、優良的PSRR和CMRR，以及低頻低噪聲。

它可以用來創建一個具有良好線性度的熱電偶電路。電阻器R1、電阻器R2和二極管D1，如圖64所示，安裝在等溫塊中。

低功率線性化RTD

單個元件變化電橋的常見應用是RTD溫度計放大器，如圖65所示。勵磁通過施加在橋頂部的2.5 V參考電壓傳輸至電橋。

RTD的熱阻可高達0.5°C至0.8°C/mW。為了盡量減少由于電阻漂移引起的誤差，必須使通過電橋每個支路的電流保持在較低水平。在這個電路中，放大器供電電流流過電橋。然而，在OPx177最大供電電流為600μA時，即使在最高電阻下，RTD消耗的功率也小于0.1 mW。由于電橋中的功率損耗引起的誤差保持在0.1°C以下。

通過調節RP，在待測溫度的最小值處對電橋進行校準，直到輸出為零。

要校準輸出量程，將滿標度和線性電位計設置為中點，并對傳感器施加500°C的溫度，或替換等效的500°C RTD電阻。

將滿標度電位計調整為5 V輸出。最后，施加250°C或等效的電阻式溫度檢測器電阻，并將線性電位計調整為2.5 V輸出。調整后的電路精度優于±0.5℃。

單運放電橋

OP1177的低輸入偏移電壓漂移使其對于用于RTD信號調理的橋式放大器電路非常有效。與儀表放大器相比，使用單橋運算放大器通常更經濟。

在圖66所示的電路中，運算放大器的輸出電壓為：

式中，δ=ΔR/R是由于電阻式溫度檢測器溫度變化，電阻式溫度檢測器電阻相對于電橋電阻的分數偏差。

對于δ<<1，前面的表達式變成

在VREF常數下，輸出電壓與增益因子δ成線性關系

有源濾波器的實現

帶通KRC或SALLEN-KEY濾波器

OPx177的低偏移電壓和高共模抑制比使其成為精密濾波器的最佳選擇，如圖67所示的帶通KRC濾波器。這種濾波器可以獨立調節增益和截止頻率。

由于進入放大器的共模電壓隨KRC濾波器電路中的輸入信號而變化，因此需要高共模抑制比來減小失真。此外，當電路增益選擇為高時，OPx177的低偏移電壓允許更寬的動態范圍。

圖67的電路包括兩個階段。第一級是一個簡單的高通濾波器，其中轉角頻率（fC）為：

和

其中K是直流

選擇相等的電容值可使靈敏度最小化，并將等式2簡化為：

Q值決定增益與頻率的峰值（瞬態響應中的振鈴）。通常選擇的Q值通常接近統一。

設置產生最小增益峰值和最小振鈴。使用方程式3確定R1和R2的值。

對于，在電路示例中為R1/R2=2。為簡單起見，選擇R1=5 kΩ和R2=10 kΩ。

第二級是低通濾波器，其中轉角頻率可以以類似的方式確定。對于R3=R4=R。

和

通道分離

通常需要在單個芯片上使用多個放大器來拒絕來自相鄰通道的輸入或輸出的任何信號。OP2177輸入和偏置電路設計用于防止信號從一個放大器通道到另一個通道的饋通。因此，OP2177具有令人印象深刻的信道間隔，頻率高達100kHz時大于−120dB，信號高達1MHz時大于−115dB。

外形尺寸

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