產品亮點

具有成本效益的線性/RCC更換

成本和組件數量最低，恒壓（CV）或恒壓/恒流（CV/CC）溶液

極其簡單的電路配置

輕達75%的電源減少了運輸成本

一級CV/CC解決方案消除了10到20個

低系統成本的二次元件

組合主鉗位、反饋、IC電源和回路

補償功能–最小化外部組件

完全集成的短路和斷路自動重啟

回路故障保護-節省外部組件成本

42 kHz操作簡化了EMI濾波器設計

比線性/RCC高出許多性能

通用輸入范圍可在全球范圍內運行

功耗降低70%–降低

外殼尺寸顯著

無二次反饋的CV/CC輸出特性

系統級熱限流保護

滿足所有單點故障要求

附加箝位電容器

CC區域的受控電流提供固有的軟啟動

可選光反饋提高輸出電壓精度

EcoSmart-非常節能

在265伏交流電輸入時，無負載時消耗<300兆瓦

滿足Blue Angel、Energy Star和EC要求

無電流感應電阻器-最大限度地提高效率

應用

在所有≤3W的應用中更換線性變壓器

手機、無繩電話、PDA、數字充電器

照相機、MP3/便攜式音頻設備、剃須刀等。

家用電器、白色家電和消費電子產品

電視備用和其他輔助電源

說明

LinkSwitch是專門為取代低功耗線性開關而設計的同等或更低系統的變壓器/RCC充電器和適配器具有更高性能和能源效率的成本。LNK500是LNK501的低成本版本，公差更大輸出CC特性。LinkSwitch引入了革命性的設計低功率開關電源的專利拓撲與線性適配器的簡單性和低成本相比，當與傳統的“磚”相比。效率高達75%和<300兆瓦的空載功耗，鏈路開關解決方案通過線性設計可以為最終用戶節省足夠的能源在不到一年的時間內完全支付全部供電費用年。LinkSwitch集成了700V功率MOSFET，PWM控制、高壓啟動、限流和熱關機電路，集成到單片集成電路上。

表1。注：1。封閉式適配器設計的輸出功率在50°C環境溫度下測量。

2.最小值見圖1（b）（僅限CV設計）以及輸出上標識的典型（CV/CC充電器設計）電源點特點。

3.采用高反射電壓互感器設計增強的電源能力—請參閱關鍵應用程序注意事項部分。

4.參見零件訂購信息。

引腳功能描述

排水（D）銷：功率MOSFET漏極連接。提供內部操作啟動電流。內部限流檢測點電流。

控制（C）引腳：占空比誤差放大器和反饋電流輸入引腳電流限制控制。內部并聯調節器連接至在正常運行期間提供內部偏置電流。它也是用作電源旁路和自動重啟/補償電容器的連接點。

源引腳：用于高壓電源的輸出MOSFET源連接返回。一次側控制電路公共和參考指向

LinkSwitch功能描述

占空比、電流限制和工作頻率與控制引腳電流的關系如所示圖4。圖5顯示了一個典型的電源概要下面用來描述連接開關的示意圖操作。

通電

在通電期間，當車輛識別號（VIN）首次應用時（圖5），將控制引腳電容器C1通過開關充電高壓電流源內部連接排水管和控制銷（見圖2）。當控制引腳電壓達到約5.6伏相對對于電源引腳，高壓電流源被轉動關閉時，內部控制電路被激活，高電平電壓內部MOSFET開始開關。在這一點上儲存在C1上的電荷用于供給內部消耗芯片的。

恒流（CC）操作

因此，通過電壓反射一次變壓器繞組上升，反饋控制電流IC增加。如圖4所示內部電流限值隨著IC的增加而增大，當IC達到ILIM時等于IDCT。內部電流限制與IC特性旨在提供近似恒定的電源輸出電流隨著電源輸出電壓的升高而增加。

恒壓（CV）操作

當IC超過IDC時，通常為2 mA（圖4），最大占空比降低。IC值取決于功率提供輸入電壓，占空比控制限位連接開關峰值電流低于內部電流限制值。此時此刻電源從CC轉換到CV操作。與在典型的通用輸入設計中，最小輸入電壓轉換發生在大約30%的占空比。R1因此，最初選擇（圖5）來執行IC值當VOUT達到所需值時，約等于IDCT在最小電源輸入電壓下。最后的選擇當其余電路設計完成時，生成R1。當占空比降至約4%以下時頻率降低，從而降低能耗在輕載條件下。

自動重啟操作

當出現故障時，例如輸出短路或開路回路，防止外部電流流入控制裝置引腳，電容器C1向4.7V放電。在4.7V時，自動重啟被激活，這將關閉MOSFET并使控制電路處于低電流待機模式。自動重啟時，LinkSwitch會定期重新啟動電源，以便正常工作當故障恢復時，可恢復供電遠離的。

上述特性提供了一個近似值無需二次電源輸出的CV/CC電源側電壓或電流反饋。輸出電壓調節受C2上的電壓跟蹤效果的影響反射輸出電壓。此跟蹤受介紹了變壓器漏感的值一個錯誤。電阻器R2和電容器C2部分過濾漏感電壓尖峰減小了這個誤差。這個電路，與標準變壓器結構一起使用技術提供了比a更好的輸出負載調節線性變壓器，使之成為理想的電源解決方案在許多低功耗應用中。如果更嚴格的負荷調節需要，可在靜止時使用光耦配置采用提供的恒定輸出電流特性通過LinkSwitch。可選二次反饋圖6顯示了使用帶光耦反饋提高輸出電壓的連接開關法規。在一次側，示意圖與圖5加入R3，C3和光耦U1。第3頁與R1形成分壓器，以限制U1集電極發射極電壓。在二次側，增加了電壓檢測電路部件R4、VR1和U1 LED提供電壓反饋信號。在所示的示例中，一個簡單的Zener（VR1）引用雖然通常需要精確的TL431引用，但仍使用提供±5%的輸出電壓公差和電纜壓降補償，如果需要的話。R4為VR1提供偏置。這個調節輸出電壓等于VR1齊納的總和電壓加上U1 LED的正向電壓降。R5是一個可選低值電阻器，用于限制U1 LED峰值電流，原因是輸出紋波。制造商關于U1電流和應參考VR1斜坡阻力來確定需要R5。U1設置有一次接地的集電極發射極到D1的陽極。這種連接使光電管保持在電路中的電氣“安靜”位置。如果驗光是相反，放在D1的陰極側，它將變成交換節點，產生額外的共模EMI電流通過其內部寄生電容。

圖6中的反饋配置只是一個電阻分壓器由R1和R3組成，D1、R2、C1和C2整流，濾波和平滑一次繞組電壓信號。這個因此，光耦可以有效地調整電阻分壓比為了控制R1上的直流電壓，因此，反饋鏈路開關控制引腳接收的電流。當電源在恒流（CC）下工作時例如，當給電池充電時，輸出電壓低于U1和VR1定義的電壓反饋閾值光耦完全關閉。在這個區域，電路其行為與前面提到的圖5反射電壓隨輸出電壓和連接開關內部電流限制為調整以提供近似的CC輸出特性。注意，對于CC區域中的類似輸出特性圖5中R1的值等于中R1+R3的值圖6。當輸出達到電壓反饋閾值時U1和VR1，光耦打開。任何進一步的增加電源輸出電壓產生U1晶體管電流增加，這會增加反射的百分比R1上出現的電壓。由此導致的鏈路開關控制電流根據因此，維持輸出電壓調節。通常，選擇R1和R3的值相等。然而，增加R3（同時減少R1以保持R1+R3不變）增加CV區域的環路增益，改善負載調節。R3可增加的程度受到光的限制晶體管的電壓和損耗額定值應完全在完成設計之前進行測試。C2和C3的值為除了確保它們足夠大對電壓阻抗的影響很小由R1、R3和U1在開關處設置的分割電路頻率。C3和C3的值通常在圖6中選擇等于圖5中C2的值，盡管電壓根據R1的相對值，額定值可能會降低和上面討論過的R2。典型應用見第節組件的值。

圖7顯示了光耦反饋對輸出特性。由虛線定義的包絡線表示最壞情況下電源直流輸出電壓和電流公差（單位對單位和超過輸入電壓范圍）如果未使用光耦。一個典型的顯示了固有（無光耦）輸出特性星羅棋布的。這是U1、R4和VR1被移除。光耦反饋導致用實線表示的特性。負荷變化箭頭圖7表示輸出特性的軌跡通常在電池充電周期中出現。兩者當輸出電壓升高時，特性相同，但是當電壓反饋閾值為達到。如果電壓反饋閾值高于固有CC-to-CV的輸出電壓過渡點也如圖7所示。圖8顯示了電壓反饋閾值為設置為低于固有CC到CV過渡點的電壓。在這種情況下，隨著輸出電壓的升高，二次反饋電路在CC到CV的固有轉換之前取得控制權發生。在實際的電池充電應用中，這只是將輸出電壓限制在較低值。

然而，在實驗室臺架試驗中，它往往更方便從低電壓開始測試電源輸出特性輸出電流并逐漸增加負載。在這種情況下，光耦反饋調節輸出電壓直到峰值輸出功率曲線如圖8所示。低于在這些情況下，輸出電流將繼續上升直到達到峰值功率點，光耦關閉。一旦光耦關閉，控制引腳反饋電流僅由R1和R3以及輸出電流決定因此折回固有的CC特性，如圖所示。因為這種類型的負載轉換通常不會發生在電池充電器，輸出電流永遠不會超過固有的實際應用中的恒流值。在某些應用中，可能需要避免任何輸出電流過沖，與負載變化方向無關。為了達到這個目標，最小電壓反饋閾值應設置為VO（MAX）。這將確保CC到CV過渡點的固有特性將總是發生在電壓反饋閾值以下。然而，輸出電壓公差隨之增加，因為將低于VO（MAX）的CV特性公差添加到光耦反饋電路的公差。

應用程序示例

圖9所示的電路顯示了一個典型的實現近似恒定電壓/恒定電流（CV/CC）充電器使用連接開關。該設計可提供2.75 W的功率標稱峰值功率點電壓為5.5 V，電流為500毫安。在輸入范圍內，效率大于70%85伏交流電至265伏交流電。橋式整流器BR1對交流輸入進行整流。電阻器，RF1是否為易熔型，提供一次側短路保護電路。用C1和C2對整流后的交流電進行平滑處理與C1和C2一起形成pi濾波器的電感器L1過濾傳導電磁干擾。開關頻率為42khz允許使用這樣一個簡單的EMI濾波器，而不需要一個Y電容器，同時仍然符合國際EMI標準。通電時，漏極處出現高壓直流電連接開關（U1）引腳。然后控制引腳電容器C3通過連接的開關高壓電流源充電排水管和控制銷之間的內部。當相對于電源引腳，內部電流源關閉。這個內部控制電路被激活，高壓MOSFET開始切換，利用C3中的能量為IC供電。當MOSFET接通時，高壓直流母線接通至變壓器一次繞組的一端，另一端為連接到主回路。當電流在反激變壓器T1的一次側，儲能。這個當MOSFET關閉時，能量被傳送到輸出端每個切換周期。變壓器二次側經D6整流濾波和C5為負載提供直流輸出。LinkSwitch通過恒壓恒流控制完全從一次側開始。這是通過監測一次側VOR（電壓輸出反射）。二極管D5和電容器C4構成初級箝位網絡。這兩者都限制了漏感的峰值漏極電壓在C4提供一個電壓，等于VOR plus由寄生漏感引起的誤差。電阻器R2濾除漏感尖峰并減少VOR值。電阻器R1將此電壓轉換為電流輸入控制引腳以調節輸出。在CV操作期間，通過控制占空比。當進入控制引腳的電流超過大約2毫安時，占空比開始減小，達到控制引腳電流為2.3 mA時為30%。在輕載或空載條件下，當占空比達到大約4%，開關頻率降低到更低能源消耗。如果輸出負載增加超過峰值功率點（定義為0.5·L·I2·f），輸出電壓和VOR下降。這個降低控制引腳電流將降低內部鏈路開關電流限制（電流限制控制）提供近似恒流輸出特性。如果負載增加，控制引腳電流下降到大約1 mA時，控制引腳電容器C3將放電，電源進入自動重啟狀態。

電流限制控制無需任何二次側

電流傳感元件（感測電阻器、晶體管、光電元件聯軸器和相關部件）。卸下輔助感應電路大大提高了效率，使降低外殼尺寸的相關好處。

關鍵應用注意事項

設計輸出功率

表1（首頁）提供了最大來自給定設備的連續輸出功率規定的條件。充電器的輸出（CV/CC）通常在典型輸出峰值功率點。相反，非充電器應用（僅適用于CV，適用于許多轉換器，如作為適配器、備用/輔助電源和其他嵌入式AC-DC轉換器）在不需要CC操作的情況下通常在最小輸出功率下指定最壞情況下的供應。

為了幫助設計師，功率表反映了這些差異。對于CV/CC設計，典型的動力柱和CV設計應使用最小功率柱，分別。此外，數據基于以下內容條件：

1.最小直流輸入母線電壓為90 V或更高。這個對應于通用的3μF/W的濾波電容器輸入和1μF/W，用于230 VAC或115 VAC輸入倍頻器輸入級。

2.設計了一種間斷模式反激變換器。連續模式設計會導致回路不穩定和因此不建議使用。典型輸出功率圖，初級電感和I2的標稱值是嗎假設。對于最小輸出功率數字，初級電感減去10%，最小I2f值為假設。對于空載消耗<300 mW，在假設范圍為40 V至60 V。用于空載消耗<500兆瓦和更高的輸出功率能力，在假設范圍為60 V至100 V。

3.帶有肖特基整流二極管的5V二次輸出。

4.假設效率為70%。

5.該部分是板安裝與源引腳焊接足夠的銅面積，使模具溫度保持在或低于100°C。

6.總電阻為0.2Ω的輸出電纜。除了熱環境（密封外殼，通風、開放式框架等），最大功率能力給定應用中的LinkSwitch依賴于變壓器鐵心尺寸、效率、初級電感公差、最小值規定的輸入電壓，輸入存儲電容，輸出電壓，輸出二極管正向壓降等，可與值如表1所示。

變壓器設計

為了提供大約CV/CC輸出，變壓器應該設計成不連續的；所有的能量都儲存在在MOSFET關閉時間。間斷模式下的能量傳遞與線電壓無關。進入恒流運行前的峰值功率點定義為變壓器傳輸的最大功率。傳遞的功率由表達式P=0.5·L·I2·f給出，式中，L是初級電感，I2是主峰電流平方和f是開關頻率。為了簡化分析，數據表參數表指定十二f系數。這是電流極限的平方和開關頻率歸一化為反饋參數DCT公司。這提供了一個指定由于LinkSwitch導致的電源峰值功率點。因為初級電感容限是表達式的一部分確定峰值輸出功率點（CC開始特性）該參數應控制良好。為了一個估計總恒流公差為一次繞組的±25%電感公差應為±10%或更好。這是可以實現的使用標準的低成本中心腿間隙技術間隙尺寸通常為0.08 mm或更大。較小的間隙尺寸可能，但需要非標準、更緊密的鐵氧體鋁公差。其他的間隙技術，如薄膜間隙允許更緊密公差（±7%或更高）以及峰值功率點公差。請咨詢您的變壓器供應商指南。核心間隙應一致。不均勻的巖芯裂縫，尤其是如果間隙較小，可能會導致初級具有磁通密度（部分飽和）的電感恒流區非線性。驗證均勻間隙建議一次電流波形為從直流電源供電時檢查。這個梯度定義為di/dt=V/L，并應保持恒定整個MOSFET都準時。坡度的任何變化電流斜坡表明間隙不均勻。使用LCR電橋進行的測量不應僅限于依靠；通常這些儀器只在電流下測量幾毫安。這不足以產生足夠高的能量磁芯中的通量密度顯示出不均勻的間隙。

對于使用中心支腿間隙的典型EE13芯，間隙為0.08 mm（190 nH/t2的ALG)允許初級電感公差為在標準大批量生產中保持±10%。這使得EE13可用于高達2.75 W的設計中空載功耗小于300兆瓦。如果使用薄膜間隙然后增加到3W。移動到更大的核心，EE16例如，允許中心支腿間隙為3W的輸出。應選擇變壓器匝數比來給出VOR（輸出電壓通過次級匝到初級匝反射40 V至60 V的比率，設計不要求滿足300 mW空載消耗指標，可設計變壓器只要不連續模式運行保持。這增加了輸出功率能力。為例如，使用EE19變壓器的230 VAC輸入設計甚高頻全向信標（VOR）大于70伏的磁芯，可提供高達5.5瓦的功率典型輸出功率。注：線性CC區電源輸出特性受VOR的影響。如果這個是應用的一個重要方面，輸出特性應在完成設計之前進行檢查。

輸出特性變化

設備公差和外部電路都控制著整體鏈路開關輸出特性的公差。估計3W設計的峰值功率點公差為±10%電壓和±25%的電流限值，用于高批量生產。這包括設備和變壓器公差和線偏差。低功耗設計可能有恒流線性較差。

當輸出負載從峰值功率點降低時由于跟蹤誤差比較大，輸出電壓將趨于上升到負荷終端。這些錯誤的來源包括輸出電纜壓降、輸出二極管正向電壓和漏感，這是最主要的原因。當負載降低時，主工作峰值電流降低，漏電也隨之降低電感能量，降低了夾緊電容器。一次漏感為50μH，輸出電壓一般上升到30%以上改變。在非常輕或空載時，通常小于2毫安的輸出電流，由于漏感峰值，輸出電壓上升輔助設備充電。這種電壓升高可以用一個小的預載，對空載功耗幾乎沒有影響。輸出電壓負載變化可以通過整個負載范圍通過增加光耦和輔助參考（圖6）。輔助參考旨在僅提供高于正常峰值功率點的反饋保持正確恒流特性的電壓。組件選擇圖5所示的示意圖概述了關鍵組件需要連接開關電源。

鉗位二極管–D1

二極管D1應為快速型（trr<250 ns）或超快型（trr<50 ns），額定電壓為600 V或更高。快首選恢復類型，通常成本較低。慢不建議使用二極管；它們可能會導致過多的放電振鈴和連接開關要反向偏置。

夾緊電容器–C2

電容器C2應為0.1μF，100 V電容器。低成本建議使用金屬化塑料薄膜類型。容忍度對輸出特性的影響很小因此，任何標準±5%、±10%或±20%公差均為可以接受。不建議使用陶瓷電容器。這個常用的電介質如Y5U或Z5U不穩定與電壓或溫度有關，可能導致輸出不穩定。可使用具有高穩定性介質的陶瓷電容器但與金屬化薄膜類型相比價格昂貴。

控制引腳電容器-C1

電容器C1用于啟動電源連接開關和設置自動重新啟動頻率。對于有電池的設計加載此組件的值應為0.22μF，且電阻負載值為1μF。這確保有足夠的啟動期間輸出電壓達到規定值的時間。任何電容器類型都可以接受，額定電壓為10 V或以上。

反饋電阻器–R1

選擇R1的值以向峰值輸出約2.3 mA的控制引腳電源的電源點。實際值取決于VOR在設計過程中選擇。任何0.25 W電阻器都適用

輸出二極管–D2

可以使用PN快、PN超快或肖特基二極管根據供應的效率目標，肖特基比PN二極管效率更高的二極管。二極管額定電壓應足以承受輸出電壓加上通過匝數變換的輸入電壓比率（50 V的典型VOR需要50 V的二極管PIV）。不建議使用慢恢復二極管（1N400X型）。

輸出電容器–C4

電容器C4的選擇應使其電壓和紋波未超過當前規格。LinkSwitch布局注意事項一次側連接因為鏈路開關電源中的源引腳正在切換節點，銅區與源連接在一起C1、C2和R1（圖5）應在熱約束設計，減少電磁干擾耦合。控制引腳電容器C1應盡可能靠近可能是源和控制引腳。為了最大限度地減少來自初級到輔助和交流輸入，連接開關應遠離變壓器的二次側和交流輸入。從變壓器主回路布線主回路周圍的LinkSwitch和相關組件進一步減少聯軸器。

Y電容

如果需要Y形電容器，則應將其連接到變壓器次級輸出回路引腳和初級大容量電容器負回路。這樣的安置將最大限度地Y電容器的電磁干擾優勢及避免問題共模浪涌測試。

快速設計檢查表

與任何電源設計一樣，所有的連接開關設計都應該在試驗臺上進行驗證以確保在最壞情況下不會超過規格。注：在LinkSwitch電路中，源是一個交換節點。測試時應考慮到這一點。示波器測量應使用探針接地至直流電壓，如主回路或直流軌，但是不是來源。電源輸入電壓應始終為使用隔離變壓器供電。以下最小值強烈建議進行以下測試：

1.最大漏極電壓–驗證VDS不超過675V，最高輸入電壓和峰值輸出功率。

2.最大漏電流-在最高環境溫度下，最大輸入電壓和峰值輸出功率，驗證漏極啟動時有無變壓器跡象的電流波形電流飽和和前沿過大。LinkSwitch的最短前緣消隱時間為200納秒，以防止開啟循環過早終止。確認前沿電流尖峰事件低于200納秒消隱期結束時的電流限制。

3.熱檢查-峰值輸出功率，最小輸入電壓和最高環境溫度，驗證鏈路開關不超過溫度規格，變壓器、輸出二極管和輸出電容器。夠了零件間的變化應考慮熱裕度數據表中規定的LinkSwitch的RDS（ON）。在低線下，峰值功率，最大連接開關建議源引腳溫度為100°C考慮到這些變化。

4.中心輸出特性-使用變壓器標稱初級電感和輸入電壓的中間值在高低線之間，驗證峰值功率點在期望的額定輸出電流下發生輸出電壓。如果不發生這種情況，則設計應進行改進，以確保滿足總體公差限制。

絕對最大額定值（1,4）

漏極電壓 -0.3伏至700伏

漏極峰值電流 400毫安

控制電壓 -0.3伏至9伏

控制電流（不超過9 V）100 mA

儲存溫度 -65°C至150°C

工作結溫度（2）-40°C至150°C

鉛溫度（3）260攝氏度

筆記：

1.參考電源的所有電壓，TA=25°C。

2.通常受內部電路限制。

3.距離外殼1/16英寸，持續5秒。

4.可采用規定的最大額定值，一次一個，不會對產品造成永久性損壞。暴露于絕對最大額定值條件下

延長時間可能會影響產品可靠性

熱阻抗：P/G包裝：

（θJA）70°C/W（2），55°C/W（3）

（θJC）（1）11°C/W

筆記：

1.在靠近塑料接口的源引腳上測量。

2.焊接至0.36平方英寸（232平方毫米)2盎司（610克/平方米)包銅。

3.焊接至1平方英寸（645平方毫米). 2盎司（610克/平方米)銅。

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