特征

低噪聲：80 nV p-p（0.1 Hz至10 Hz），3 nV/√Hz

低漂移：0.2μV/°C

高速：2.8V/μs轉換率，8MHz增益帶寬

低VOS:10μV

優異的CMRR:126 dB，VCM為±11 V

高開環增益：180萬

適用于OP075534A插座

以模具形式提供

一般說明

OP27精密運算放大器將OP07的低偏移和漂移與高速和低噪聲相結合。偏移量降至25μV，最大漂移為0.6μV/°C，使OP27成為精密儀器應用的理想選擇。非常低的噪聲，en=3.5 nV/√Hz，在10 Hz時，低1/f噪聲轉角頻率為2.7 Hz，高增益（180萬），允許對低電平信號進行精確的高增益放大。8MHz的增益帶寬積和2.8V/μs的轉換速率在高速數據采集系統中提供了極好的動態精度。

通過使用偏置電流消除電路，可以獲得±10na的低輸入偏置電流。在軍用溫度范圍內，該電路通常將IB和IOS分別保持在±20毫安和15毫安。

具有良好的負載驅動能力。一個保證的擺動±10伏到600Ω和低輸出失真使OP27成為專業音頻應用的最佳選擇。

電源抑制比和共模抑制比超過120分貝。這些特性，再加上0.2μV/月的長期漂移，使電路設計者能夠達到以前僅通過離散設計達到的性能水平。

采用片內齊納-扎普微調網絡實現了OP27的低成本、大批量生產。經過多年的生產實踐證明，這種可靠、穩定的偏置修邊方案是有效的。

OP27在低噪聲、低電平信號的高精度放大方面具有優異的性能。應用包括穩定積分器、精密求和放大器、精密電壓閾值檢測器、比較器和專業音頻電路，如磁帶頭和麥克風前置放大器。

OP27是OP06、OP07和OP45放大器的直接替代品；AD741類型的放大器可以通過移除AD741的調零電位計直接替換。

引腳配置

功能框圖

典型性能特征

申請信息

OP27系列裝置可直接插入OP07插座，無論是否移除外部補償或調零組件。此外，OP27可安裝在未拔插的AD741型插座上；但是，如果使用傳統的AD741調零電路，則應修改或拆除它，以確保OP27正確工作。OP27偏移電壓可以使用電位計調零為0（或另一個需要的設置）（見圖35）。

OP27提供穩定的運行，負載電容高達2000 pF和±10 V擺動；較大的電容應與反饋回路內的50Ω電阻器解耦。OP27是統一增益穩定。

不同金屬在輸入端觸點產生的熱電電壓會降低漂移性能。當兩個輸入觸點保持在相同的溫度下時，可獲得最佳操作。

偏移電壓調整

OP27的輸入偏移電壓在晶圓級進行微調。但是，如果需要進一步調整VOS，可以使用10 kΩ微調電位計。TCVOS沒有降級（參見圖35）。其他電位計值從1KΩ到1MΩ可在TCVO輕微降低（0.1μV/°C到0.2μV/°C）的情況下使用。微調到零以外的值會產生大約（VOS/300）μV/°C的漂移。例如，如果將VOS調整為100μV，TCVOS的變化為0.33μV/°C。10 kΩ電位計的偏移電壓調整范圍為±4 mV。如果需要較小的調整范圍，則可以通過使用較小的電位計和固定電阻器來降低調零靈敏度。例如，圖36顯示了具有280μV調整范圍的網絡。

噪聲測量

要在0.1 Hz至10 Hz范圍內測量OP27的80 nV p-p噪聲規格，必須遵守以下注意事項：

•設備必須至少預熱5分鐘。如預熱漂移曲線所示，通電后由于芯片溫度升高，偏置電壓通常會變化4μV。在10秒的測量間隔內，這些溫度引起的效應可以超過幾十毫伏。

•出于類似的原因，設備必須很好地屏蔽氣流。屏蔽使熱電偶效應最小化。

•裝置附近的突然運動也可能會導致觀察到的噪聲增加。

•測量0.1 Hz至10 Hz噪聲的試驗時間不應超過10秒。如噪聲測試儀頻率響應曲線所示，0.1 Hz轉角僅由一個零定義。10秒的測試時間作為額外的零，以消除0.1赫茲以下頻帶的噪聲貢獻。

•當測量大量裝置上的噪聲時，建議進行噪聲電壓密度試驗。10 Hz噪聲電壓密度測量值與0.1 Hz至10 Hz p-p噪聲讀數有很好的相關性，因為這兩個結果都是由白噪聲和1/f轉角頻率的位置決定的。

單位增益緩沖器應用

當Rf≤100Ω且輸入由快速、大信號脈沖（>1V）驅動時，輸出波形如脈沖運行圖所示（見圖37）。

在輸出的類似快速饋通的部分，輸入保護二極管有效地將輸出短接到輸入端，信號發生器將產生僅受輸出短路保護限制的電流。當Rf≥500Ω時，輸出能夠處理電流要求（10 V時IL≤20 mA）；放大器保持在激活模式，并發生平滑過渡。

當Rf>2kΩ時，Rf和放大器的輸入電容（8pf）形成一個極點，產生額外的相移并減小相位裕度。與Rf并聯的小電容器（20 pF到50 pF）消除了這個問題。

噪聲評價

OP27是一種非常低噪聲的單片運算放大器。OP27的輸入電壓噪聲特性主要是通過在高靜態電流下操作輸入級來實現的。通常會增加的輸入偏置電流和偏置電流由輸入偏置電流消除電路。OP27A/E在25°C時的IB和IOS分別為±40 nA和35 nA。當輸入具有高源電阻時，這一點尤為重要。此外，許多音頻放大器設計師更喜歡使用直接耦合。以前設計的高IB、VOS和TCVOS使得直接耦合很難使用，如果不是不可能的話。

電壓噪聲與偏置電流的平方根成反比，而電流噪聲與偏置電流的平方根成正比。使用高源電阻時，OP27的噪聲優勢消失。圖38、圖39、圖40將觀察到的OP27總噪聲與不同電路應用中其他器件的噪聲性能進行比較。

圖38顯示了1000赫茲時噪聲與源電阻的關系。同樣的圖也適用于寬帶噪聲。要使用此圖，請將垂直比例乘以帶寬的平方根。

當RS<1 kΩ時，OP27的低壓噪聲保持不變。當RS<1kΩ時，總噪聲增大，但主要由電阻噪聲而不是電流或電壓噪聲控制。只有當RS超過20KΩ時，電流噪聲才開始占主導地位。可以這樣說，電流噪聲對于低至中等源電阻的應用并不重要。OP27和OP07噪聲之間的交叉出現在15kΩ到40kΩ區域。

圖39顯示了0.1 Hz到10 Hz p-p噪聲。這里的圖像不太好；電阻噪聲可以忽略不計，電流噪聲變得重要，因為它與頻率的平方根成反比。與OP07的交叉發生在3kΩ到5kΩ的范圍內，這取決于使用的是平衡還是不平衡的源電阻（在3kΩ時，IB和IOS誤差也可以是VOS規范的3倍）。

對于低頻應用，當RS>3 kΩ時，OP07優于OP27/OP37。唯一的例外是增益誤差很重要。

圖40顯示了10赫茲的噪聲。正如預期的那樣，結果介于前兩個數字之間。

表7列出了一些信號源的典型源電阻，供參考。

音頻應用程序

圖41是使用用于A1的OP27的語音前置放大器電路的示例；R1-R2-C1-C2用標準元件值構成了一個非常精確的RIAA網絡。實現RIAA語音均衡的常用方法是在高質量增益塊周圍采用頻率相關反饋。選擇適當的RC網絡可以提供3180μs、318μs和75μs三個必要的時間常數。

對于初始均衡精度和穩定性，推薦使用聚苯乙烯或聚丙烯的精密金屬膜電阻器和薄膜電容器，因為它們具有低電壓系數、低損耗因數和低介電吸收。（此處應避免使用高k陶瓷電容器，但低k陶瓷，例如具有優良損耗因數和較低介電吸收的NPO類型，可考慮小值。）

OP27給電路帶來3.2 nV/√Hz電壓噪聲和0.45 pA/√Hz電流噪聲。為了將來自其他來源的噪聲降到最低，R3設置為100Ω，產生1.3 nV/√Hz的電壓噪聲。噪聲僅使放大器的3.2nv/√Hz增加0.7db。對于1kΩ源，電路噪聲測量值在20khz噪聲帶寬內低于1mv參考電平63db，未加權。

1 kHz時電路的增益（G）可通過以下表達式計算：

對于顯示的值，增益略低于100（或40分貝）。較低的增益可以通過增加R3來調節，但是高于40db的增益由于OP27的8mhz增益帶寬而表現出更多的均衡誤差。

該電路能夠在整個范圍內非常低的失真度，在高達7V rms的電平下通常低于0.01%。在3v的輸出電平下，它在高達20khz的頻率下產生小于0.03%的總諧波失真。

電容器C3和電阻器R4形成一個簡單的−6dB/倍頻程隆隆濾波器，在22Hz處有一個拐角。作為一個選擇，開關選擇了并聯電容器C4，一種非極性電解，繞過低頻衰減。將隆隆濾波器的高通作用放在前置放大器之后，可以獲得理想的效果，以識別RIAA放大的低頻噪聲分量和拾音器產生的低頻干擾。

用于NAB磁帶播放的前置放大器類似于RIAA聲納前置放大器，不過通常需要更多的增益，而均衡則需要大量的低頻增強。如圖42所示，圖41中的電路可以很容易地修改以供磁帶使用。

當磁帶均衡要求具有高于3khz（T2=50μs）的平坦高頻增益時，放大器不需要為單位增益而穩定。失代償的OP37提供了更大的帶寬和轉換率。對于許多應用，所示的理想時間常數可能需要對R1和R2進行微調，以優化針對非理想磁頭性能和其他因素的頻率響應（請參閱參考資料部分）。

該配置的網絡值在1khz時產生50db增益，并且dc增益大于70db。因此，蝸殼輸出偏移量剛好超過500毫伏。一個0.47μF的輸出電容可以在不影響動態范圍的情況下阻斷該電平。

磁帶頭可以直接耦合到放大器輸入端，因為最壞情況下80毫安時的偏置電流為400毫安時，100μ英寸的磁頭（如PRB2H7K）并不麻煩。

放大器偏置電流瞬變，可以磁化磁頭提出一個潛在的磁帶頭問題。OP27和OP37在通電或斷電時無偏置電流瞬變。控制電源上升和下降的速度總是有利于消除瞬變。

此外，應小心控制磁頭的直流電阻，最好低于1kΩ。對于這種配置，如果磁頭電阻沒有得到充分控制，偏置電流引起的偏置電壓可以大于100pv的最大偏置。

一個簡單但有效的固定增益無變壓器麥克風前置放大器（圖43）將來自低阻抗麥克風的差分信號放大50dB，輸入阻抗為2kΩ。由于電路的高工作增益，OP37有助于保持110 kHz的帶寬。由于OP37是一個失補償設備（最小穩定增益為5），因此如果要拔出麥克風，可能需要一個假電阻Rp。否則，來自開放輸入的100%反饋會導致放大器振蕩。

共模輸入噪聲抑制取決于橋阻比的匹配。應使用接近公差（0.1%）類型，或應修整R4以獲得最佳CMRR。所有電阻器應為金屬薄膜型，以獲得最佳穩定性和低噪音。

該電路的噪聲性能受到輸入電阻R1和R2的限制，而不是運算放大器，因為R1和R2各自產生4nv/√Hz噪聲，而運算放大器產生3.2nv/√Hz噪聲。這些主要噪聲源的均方根值之和約為6nv/√Hz，相當于20khz噪聲帶寬下的0.9μV，或比1mv輸入信號低近61db。測量結果證實了這一預測性能。

對于要求相當低噪聲的應用，高質量麥克風變壓器耦合前置放大器（圖44）包含內部補償的OP27。T1是一個JE115K-E150Ω/15KΩ變壓器，為OP27裝置提供最佳的源電阻。該電路的總增益為40dB，是變壓器電壓設置和運算放大器電壓增益的乘積。

如果需要，可以通過調整R2或R1將增益調整到其他水平。由于OP27的低偏移電壓，對于40 dB增益，該電路的輸出偏移非常低，為1.7 mV或更小。在這種情況下，可以消除典型的輸出阻塞電容器，但是需要更高的增益來消除開關瞬態。

電容器C2和電阻器R2在該電路中形成2μs的時間常數，這是變壓器制造商推薦的最佳瞬態響應。使用C2時，A1必須具有unitygain穩定性。對于不需要2μs時間常數的情況，可以刪除C2，從而使用更快的OP37。

連接到無噪聲放大器的150Ω電阻器和R1和R2增益電阻器在20 kHz帶寬內產生220 nV的噪聲，或比1 mV參考電平低73 dB。任何實用的放大器都只能接近這個噪聲級，它永遠不會超過它。在指定了OP27和T1的情況下，額外的噪聲衰減接近3.6 dB（或−69.5，參考1 mV）。

外形尺寸

[1]、在通電約0.5秒后進行輸入偏移電壓測量。A/E等級保證完全預熱。

[2]、長期輸入偏移電壓穩定性是指在運行的前30天之后，電壓與時間的平均趨勢線。不包括運行的初始小時，前30天的V變化通常為2.5μV。請參閱典型性能特性部分。

[3]、參見電壓噪聲測試電路（圖31）。

[4]、由輸入偏置電流保證。

[5]、TCV性能在未占用或R=8KΩ至20KΩ為零時在規范范圍內。TCV 100%測試A/E等級，樣本測試C/G等級。

[6]、在通電約0.5秒后，由自動測試設備進行輸入偏移電壓測量。

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