特征

●低輸入噪聲電壓：2.0nV/√Hz

●高單位增益帶寬：500MHz

●高增益帶寬產品：240MHz

●高輸出電流：90mA

●單個+5V至+12V操作

●低供電電流：4.8mA/ch

應用

●xDSL差分線路接收器

●高動態范圍ADC驅動器

●低噪聲PLL積分器

●跨阻放大器

●精密基帶I/Q放大器

●有源濾波器

說明

OPA2822提供非常低的2.0nV/√Hz寬帶輸入噪聲，單位增益穩定，電壓反饋建筑。有意的對于xDSL接收機應用，OPA2822還支持這種低輸入噪聲和極低的諧波失真，特別是在差分配置中。提供足夠的輸出電流來驅動放大器和編解碼器之間潛在的重負載。從+5V到+12V電源的2VPP差分輸出在1MHz輸入頻率下的諧波失真≤-100dBc。在低4.8mA/ch電源電流下工作，OPA2822可滿足所有xDSL接收器的要求，包括從單個+5V條件到±5V，直至單+12V設計的各種可能電源電壓。

單+5V電源上的通用應用將受益于此降低的電源電壓上的高輸入和輸出電壓擺動。低成本的PLL精密積分器也將受益于低電壓噪聲和失調電壓?；鶐/Q接收機信道可以在噪聲和失真方面實現幾乎完美的信道匹配，以支持5MHz、動態范圍大于14位的信號。

OPA2822相關產品

典型特性：VS=±6V

TA=+25°C，G=+2，RF=402Ω，RL=100Ω，除非另有說明。

典型特性：VS=±6V

TA=+25°C，差分增益=2，RF=604Ω，RL=400Ω，除非另有說明。

典型特性：VS=+5V

TA=+25°C，G=+2，RF=402Ω，RL=100Ω，除非另有說明。

典型特性：VS=+5V

TA=+25°C，差分增益=+2，RF=604Ω，RL=400Ω，除非另有說明。

應用程序信息

寬帶無反轉操作

OPA2822提供了一個獨特的功能組合，寬帶雙，單位增益穩定，電壓反饋放大器，以支持新興通信技術的極高動態范圍要求。組合-OPA2822具有低2nV/√Hz的輸入電壓噪聲，諧波失真性能可通過2MHz超過100dBc SFDR，為新興的高速14位（及更高）轉換器提供最高動態范圍的輸入接口。為了達到這一水平的性能，需要仔細注意電路設計和電路板布局。

圖1顯示了作為電氣特性表基礎的+2配置增益，以及±6V運行時的大多數典型特性。雖然使用分離±6V電源提供了特性，但大多數電氣和典型特性也適用于單電源+12V設計，其中輸入和輸出工作電壓集中在+12V電源的中點。在±5V下的操作將非常接近所示的±6V工作點。大多數參考曲線的特征是使用50Ω驅動阻抗的信號源和50Ω負載阻抗的測量設備。在圖1中，VI端子處的50Ω并聯電阻器與測試信號發生器的源阻抗匹配，而VO端子上的50Ω串聯電阻器為測量設備負載提供匹配電阻器。一般來說，數據表電壓擺動規格在輸出引腳（圖1中的VO）處，而輸出功率（dBm）規格在匹配的50Ω負載下。輸出端的總100Ω負載，加上圖1中非轉換配置的804Ω總反饋網絡負載，顯示OPA2822的有效輸出負載為89Ω。雖然這對于頻率響應測量來說是一個很好的負載值，但是失真會隨著較輕的輸出負載而迅速改善。對于電氣特性表中報告的失真性能，保持相同的反饋網絡并將負載增加到200Ω，將導致總負載為160Ω。

為了獲得更高的增益，反饋電阻（RF）保持在402Ω，增益電阻（RG）經過調整以形成典型特性。

與電流反饋設計不同，電壓反饋運算放大器可以使用范圍廣泛的電阻值來設置增益。像OPA2822這樣的低噪聲部件只有在電阻值保持相對較低的情況下，才會產生較低的總輸出噪聲。對于電路在圖1中，電阻器的輸入參考電壓噪聲分量為1.8nV/√Hz，接近放大器固有的2nV/√Hz的值。有關反饋網絡對噪聲影響的更完整描述，請參閱本數據表后面的設置電阻值以最小化噪聲部分。一般來說，RF和RG的并聯組合應小于300Ω，以保持OPA2822的低噪聲性能。但是，將這些值設置得太低可能會由于輸出負載而損害失真性能，如典型特性中的失真與負載數據所示。

寬帶逆變操作

將OPA2822作為逆變放大器運行有幾個好處，尤其適合作為xDSL接收器應用中混合設計的一部分。圖2顯示了作為逆變模式典型特性基礎的-1電路的逆變增益。

在反向情況下，只有反饋網絡的射頻元件作為總輸出負載的一部分出現，與實際負載平行。對于典型特性中使用的100Ω負載，此反向配置中的有效負載為86Ω。增益電阻器RG設置為獲得所需的逆變增益（在本例中，增益為–1時為604Ω），而如果需要，可使用附加輸入匹配電阻器（RM）將總輸入阻抗設置為等于源。在這種情況下，RM=54.9Ω與604Ω增益設定電阻器并聯，產生50Ω的匹配輸入阻抗。只有當輸入必須與源阻抗匹配時，才需要RM，如使用圖2的電路進行的特性測試。

為了充分利用OPA2822出色的直流輸入精度，必須匹配每個輸入端的總直流阻抗，以獲得偏置電流抵消。對于圖2中的電路，這要求在非換向輸入端接地309Ω電阻器。該電阻值的計算假定直流耦合50Ω源阻抗以及RG和RM。雖然該電阻器將消除輸入偏置電流，但它必須很好地解耦（圖2中為0.1μF），以過濾電阻器本身和放大器輸入電流噪聲的噪聲貢獻。

當所需的RG電阻在更高增益下接近50Ω時，圖2中電路的帶寬將遠遠超過圖1中相同增益幅度下的帶寬。這是由于當分析中包括50Ω源阻抗時，圖2電路的噪聲增益較低。例如，在信號增益為–12（RG=50Ω，RM=open，RF=604Ω）時，圖2電路的噪聲增益將為1+604Ω/（50Ω+50Ω）=7，因為在噪聲增益方程中添加了50Ω源。這將提供比不可逆增益+12更高的帶寬。

單電源無換向運行

OPA2822還可以支持單+5V操作，其卓越的輸入和輸出電壓擺動能力。軌道輸入和輸出均不在1.2V范圍內。對于單個放大器通道，這在單個+5V電源上提供了非常干凈的2VPP輸出能力，或同時使用兩個通道的差分配置的4VPP輸出能力。圖3顯示了作為電氣特性表基礎的+2交流耦合非轉換增益，以及單個+5V電源運行的大多數典型特性。

寬帶單電源運行的關鍵要求是保持輸入和輸出信號在輸入和輸出的可用電壓范圍內擺動。圖3的電路使用來自+5V電源（兩個804Ω電阻器）的簡單電阻分壓器建立輸入中點偏置。選擇這兩個電阻來提供直流偏置電流抵消，因為它們的并聯組合與從逆變節點向外看的直流阻抗相匹配，即RF。增益設定電阻不是從逆變節點向外看的直流阻抗的一部分，因為與之串聯的阻斷電容器。然后輸入信號被交流耦合到中點電壓偏置中。選擇輸入阻抗匹配電阻器（57.6Ω）進行測試，以在包括偏置分頻器網絡的并聯組合時提供50Ω的輸入匹配（高頻）。增益電阻（RG）是耦合的，直流增益為+1。這使輸出也在輸入中點偏壓（VS/2）處居中。當顯示該電路使用+5V電源時，該電路可用于高達+12V的單電源操作。

單電源逆變操作

對于那些需要反向增益為-1操作的+5V典型特性，使用圖4中的測試電路。

與圖2中的電路一樣，反饋電阻（RF）已增加到604Ω，以減少與100Ω實際負載平行的負載效應。使用RB的兩個1.21kΩ電阻器，非轉換輸入偏置為VS/2（在本例中為2.5V）。這兩個電阻（605Ω）的并聯組合通過匹配反向輸入節點外的直流阻抗提供輸入偏置電流抵消。使用0.1μF電容器，非可逆輸入偏置也得到了很好的解耦，從而既降低了電源噪聲，又降低了輸入端的電阻和偏置電流噪聲。

增益電阻（RG）設置為等于反饋電阻（RF）為604Ω，以實現從VI到VO的期望增益-1。直流閉鎖電容器與RG串聯，以將輸入偏置和偏置電壓不變時的直流增益降低到+1。這將VS/2偏置電壓置于輸出引腳，并減少輸出直流偏移誤差項。使用設置為54.9Ω的附加RM電阻器，將信號輸入阻抗與50Ω電源匹配。在較高的頻率下，RM和RG的并聯組合提供50Ω的輸入阻抗匹配。這主要用于測試和特性描述，系統應用不一定需要這種輸入阻抗匹配，特別是當源設備物理上靠近OPA2822和/或不需要50Ω輸入阻抗匹配時。在較高的增益下，信號源阻抗將開始對OPA2822的表觀噪聲增益（因此，帶寬）產生重大影響。

ADSL接收放大器

OPA2822的主要應用之一是作為ADSL調制解調器設計中的低功耗、低噪聲的接收放大器。OPA2822可以很好地支持單+5V、±5V和單+12V電源的應用。對于更高的電源，考慮雙低噪聲THS6062 ADSL接收放大器，它可以支持高達±15V的電源。圖5顯示了一個典型的ADSL接收機設計，其中OPA2822被用作反向求和放大器，以提供驅動器輸出信號抵消和接收信道增益。在圖5的電路中，驅動器差分輸出電壓顯示為VD，而接收器通道輸出顯示為VR。

這兩組電阻器R1和R2被設置為從變壓器繞組為到達變壓器線路側的信號提供所需的增益，并為發送至接收器輸出的驅動器輸出信號（VD）提供標稱抵消。通常，兩個RS電阻器被設置為通過變壓器提供阻抗匹配。這是通過設置RS=0.5•（RL/N2）來實現的，其中N是線路驅動器設計所用的匝數比。如果以這種方式設置RS，并且實際的雙絞線顯示預期的RL阻抗值，則VD處產生的電壓擺幅將在變壓器輸入處被削減一半。在這種情況下，設置R1=2•R2將在接收器的輸出處實現驅動器輸出信號的取消?；旧?，驅動器輸出電壓在R1中產生一個電流，該電流與R2中的電流完全匹配，這是由于變壓器輸入端輸出信號的衰減和反轉。在實際應用中，R1和R2通常是RC網絡，以實現對頻率變化線路阻抗的抵消。

隨著變壓器匝數比的變化，以支持不同的線路驅動器和電源電壓組合，接收器-放大器噪聲的影響也會發生變化。典型地，DSL系統為接收器產生線參考噪聲貢獻，該貢獻可針對圖5的電路計算。例如，從線路到接收器輸出的總增益為1，并選擇輸入電阻R2，其余電阻將由驅動器取消和增益要求設置。通過設置電阻值，可以計算由OPA2822引起的線參考噪聲貢獻。R1將被設置為R2值的2倍，反饋電阻將被設置為通過變壓器恢復增益損失。表一顯示了總行參考噪聲下限（dBm/Hz），在變壓器匝數比范圍內使用三個不同的R2值（放大器增益在每個匝比下調整）。

表一顯示，較低的變壓器匝數比會降低線參考噪聲，電阻噪聲將在較高值時開始降低噪聲，尤其是在從500Ω到1kΩ時。一般來說，如果ADSL調制解調器的性能低于–145dBm，則由于接收器信道而產生的線路參考噪聲地板不會限制ADSL調制解調器的性能。

有源濾波器應用

作為一種低噪聲、低失真、單位增益穩定的電壓反饋放大器，OPA2822為高性能有源濾波器提供了一個理想的積木。由于有兩個通道可用，它可以用作級聯2級有源濾波器或差分濾波器。圖6顯示了由兩個二階Sallen鍵段級聯而成的6階帶通濾波器，傳輸零點以及由高通和低通部分組成的無源后濾波器。第一放大器提供二階高通級，而第二級放大器提供二階低通級。圖7顯示了這個示例濾波器的頻率響應。

差分有源濾波器如圖8所示。該電路顯示了一個單電源、二階高通濾波器，其轉角頻率設置為ADSL-CPE調制解調器應用提供所需的高通功能。為了使用這個電路，混合電路將在濾波器的輸入端實現為無源求和電路。對于僅+5V的ADSL設計，優選在放大器之前實現一部分濾波，從而限制未取消的線路驅動器信號的振幅。這種類型的接收級通常在編解碼器設置ADC（模擬到數字轉換器）輸入信號的高頻截止之前驅動低通濾波器。圖9顯示了圖8中高通電路的頻率響應。

高動態范圍ADC驅動器

在高性能應用中，存在許多電路方法來提供ADC之前的最后一級放大。對于信號通道可以交流耦合的非常高動態范圍應用，圖10所示的電路提供了優異的性能。大多數超高性能adc>12位性能需要差分輸入來實現動態范圍。圖10的電路通過1:2匝的比率變壓器將單端電源轉換為差分，然后驅動反向增益設置電阻器（RG）。這些電阻器固定在100Ω，以提供與變壓器一次側50Ω電源匹配的輸入。然后可以通過設置反饋電阻值來調整增益。為了獲得最佳性能，該電路在±5V電源上以地為中心輸出，盡管+12V電源也可以提供出色的結果。由于大多數高性能轉換器都是在一個+5V的電源上工作的，所以輸出通過交流阻斷電容器電平變換到轉換器輸入的共模輸入電壓（VCM），然后在輸入轉換器之前進行低通濾波。該電路用于10kHz至10MHz的輸入，因此輸出高通角設置為1.6kHz，而低通截止設置為20MHz。這些是示例截止頻率；實際的濾波要求將由具體的應用程序來設置。

1:2匝比變壓器還提供了輸入參考噪聲系數的改進。方程式1顯示了該電路的噪聲系數（NF）計算，其中RG被限制為提供與RS（通過變壓器）的輸入匹配，然后設置RF以獲得所需的整體增益。在這些約束條件下（非互易輸入上為0Ω），噪聲系數方程大大簡化。

式中：RG=1/2 n2RS

n=變壓器匝數比

α=RF/RG en=運算放大器輸入電壓噪聲

in=反向輸入電流噪聲

KT=4E-21J[T=290°K]

增益（dB）=20對數[nα]

設計工具

示范板

有兩塊PC板可用于輔助使用OPA2822的兩種封裝樣式對電路性能進行初步評估。這兩個都是免費的，作為一個不受歡迎的個人電腦板提供的描述性文件。這些電路板的摘要信息如表1所示。

宏模型和應用程序支持

使用SPICE對電路性能進行計算機模擬通常是分析OPA2822在其預期應用中的性能的一種快速方法。這對于視頻和射頻放大器電路來說尤其如此，因為寄生電容和電感在電路性能中起主要作用。OPA2822的SPICE模型可通過TI網站獲得。 這些模型可以很好地預測各種運行條件下的小信號交流和瞬態性能。它們在預測諧波失真特性方面做得不好。這些型號不試圖區分封裝類型在其小信號交流性能。

操作建議

設置電阻值以最小化噪聲

要充分利用OPA2822的低輸入噪聲，需要仔細注意外部增益設置和直流偏置網絡。反饋電阻是整個輸出負載的一部分（如果設置得太低，可能會開始降低失真）?？紤]到這一點，設計的一個好的起點是選擇盡可能低的反饋電阻（與負載失真問題一致），然后繼續設計，并根據需要設置其他電阻。為了保持完整的性能，將反饋電阻設置在200Ω到750Ω的范圍內可以為設計提供一個良好的開端。圖11顯示了任何運算放大器的完整輸出噪聲分析模型。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓項之和的平方根。方程2顯示了輸出噪聲電壓表達式的一般形式，使用圖11中所示的術語。

將該表達式除以噪聲增益（NG=1=RF/RG）將得到非轉換輸入的總等效點噪聲電壓，如等式3所示：

在方程3中插入高電阻值可以迅速控制總等效輸入參考電壓噪聲。一個250Ω源阻抗的非轉換輸入將增加和放大器本身一樣多的噪聲。如果非換向輸入是直流偏置路徑（如在逆變或某些單電源應用中），關鍵是要在該電阻器中加入噪聲分流電容器，以限制這些電阻器的附加噪聲影響（參見圖2中的示例）。

頻率響應控制

電壓反饋運算放大器，如OPA2822，隨著信號增益的增加，閉環帶寬逐漸減小。理論上，這種關系用電特性中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，用GBP除以無反轉信號增益（也稱為噪聲增益，NG）可以預測閉合環路帶寬。實際上，這一原理只有在相位裕度接近90°時才成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益下，大多數高速放大器將表現出比GBP預測的更低的相位裕度和更高的帶寬的更復雜的響應。OPA2822經過補償，在增益為+2時產生輕微峰值頻率響應（參見圖1中的電路）。在增益為+2時，200MHz的典型帶寬遠遠超過了用240MHz的GBP除以2的增益所預測的帶寬。隨著增益的增加，GBP預測的帶寬更加準確。如典型特征所示，在增益為+10時，24MHz的-3dB帶寬與用GBP除以10預測的帶寬相匹配。

反轉操作提供了一些有趣的機會來增加可用的信號帶寬。當源阻抗與增益電阻匹配時（例如圖10），信號增益為（1+RF/RG），而噪聲增益為（1+RF/2RG）。這使噪聲增益幾乎減少了一半，擴展了信號帶寬并增加了環路增益。例如，在圖10中設置RF=500Ω將為放大器提供5V/V的信號增益。但是，包括通過1:2變壓器反射的50Ω源阻抗，將為每個放大器的噪聲增益分析提供額外的100Ω源阻抗。這將噪聲增益降低到1+500Ω/200Ω=3.5V/V，并使放大器帶寬至少為240MHz/3.5=68MHz。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是ADC的輸入，包括可用于改善ADC線性度的附加外部電容。當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，像OPA2822這樣的高速、高開環增益放大器很容易受到穩定性下降和閉環頻率響應峰值的影響。在環路中引入一個附加的電容性負載，可以考慮在環路中引入一個附加的電容性負載。有人提出了解決這個問題的幾種外部解決辦法。當主要考慮的是低噪聲和低失真的頻率響應平坦度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋回路隔離。這并沒有從環路響應中消除極點，而是將其移位，并在更高頻率下加零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩定性。

典型特性顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。對于以+2增益運行的OPA2822，在沒有電容性負載的情況下，輸出引腳處的頻率響應已經稍微達到峰值，需要相對較高的RS值來平坦負載下的響應。降低所需RS值的一種方法是使用圖12中的噪聲增益調整電路。

兩個輸入端的電阻RNG可以用來增加噪聲增益，同時保持期望的信號增益。這既可以用來改善低增益下的平坦度，也可以用來降低電容負載驅動應用中所需的RS值。該電路通過調節RNG，產生典型特性下的增益平坦度曲線。如該曲線所示，RNG為452Ω時，NG為3，在信號增益為+2時提供異常的頻率響應平坦度。方程4給出了給定目標噪聲增益（NG）和信號增益（G）時RNG的計算：

式中：RS=非轉換輸入上的總源阻抗【圖12中的25Ω】

G=信號增益[1+（RF/RG）]

NG=噪聲增益目標

使用該技術獲得初始頻率響應平坦度將顯著降低在電容性負載下獲得平坦響應所需的串聯電阻值。使用最佳情況下噪聲增益3和信號增益2可以降低所需的RS，如圖13所示。這里，所需的RS與電容性負載隨典型特性的數據一起重新填充。這表明，在輸入端使用RNG=452Ω可以大大降低實現平坦響應所需的RS值。

失真性能

通過2825兆赫的頻率傳輸信號的失真度非常低。雖然其主要目的是通過1.1MHz的最大ADSL頻率提供非常低的噪聲和失真，但差分配置中的OPA2822可以在5MHz的4VPP擺幅下提供低于-85dBc的失真。對于需要通過更高頻率實現極低失真的應用，考慮更高的轉換速率放大器，如OPA687或OPA2681。

典型特性表明，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，SFDR的極限將是二次諧波失真，而不是可以忽略的三次諧波分量。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。然而，在偶數階失真項中，差分運算提供了最顯著的改善。例如，電氣特性表明，OPA2822的單通道以1MHz的頻率向200Ω負載傳輸2VPP，通常會在-92dBc時顯示二次諧波乘積，而在-102dBc時會出現三次諧波。將配置更改為差分驅動器（每個輸出仍然驅動2VPP）會導致4VPP總差分輸出轉化為400Ω差分負載，為每個放大器提供相同的單端負載200Ω。這種配置將二次諧波降至-103dBc，三次諧波降至約-105dBc，整體動態范圍改善超過10dB。

對于一般失真分析，請記住，放大器上的總負載包括反饋網絡；在非反轉配置中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，該附加負載只是RF。增大輸出電壓擺幅直接增加了諧波失真。輸出擺幅增加6dB通常會增加第二次諧波12dB和第三次諧波18dB。增加信號增益通常也會增加二次諧波和三次諧波，因為環路增益在高增益時會降低。同樣，電壓增益增加6dB將使二次諧波失真增加約6dB。OPA2822的失真特性曲線顯示三次諧波失真對增益的影響很小。最后，由于環路增益隨頻率的衰減，總失真通常隨著基頻的增加而增加。相反，失真將改善到低頻，下降到約50kHz的主開環極點。這將在音頻波段產生基本上無法測量的諧波失真水平。

OPA2822具有極低的三階諧波失真。這也提供了非常好的2音3階互調截獲，如典型特征所示。當通過50Ω匹配電阻器驅動時，截距曲線定義為50Ω負載，以便與射頻MMIC設備直接比較。該網絡將輸出端到負載的電壓擺幅衰減6dB。如果OPA2822直接驅動到高阻抗設備（例如ADC）的輸入端，則不會發生這種6dB的衰減。在這些條件下，截獲將至少提高6dBm。截距用于預測兩個緊密間隔頻率的互調雜散。如果兩個測試頻率f1和f2是以平均頻率和δ頻率fO=（f1+f2）/2和∆=| f2–f1 |來規定的，則第三階雜音將出現在fO±3•∆處。兩個相等測試音調功率電平與雜散互調功率電平之間的差值由∆dBc=2•（IM3–PO）得出，其中IM3是從典型規范中提取的截距，PO是兩個緊密間隔的測試頻率中任何一個在50Ω負載下的功率電平（dBm）。例如，在增益為+2配置的1MHz時，OPA2822在匹配的50Ω負載下的截距為57dBm。如果兩個頻率的全包絡需要為2VPP，則每個音調將設置為4dBm。然后，三階互調雜散音調將比測試音調功率電平低2•（57–4）=106dBc（–102dBm）。如果同樣的2VPP 2音包絡線直接傳送到ADC的輸入端，而沒有匹配的損耗或50Ω網絡的負載，截距將至少增加到63dBm。在相同的信號和增益條件下，但現在直接驅動到輕負載，則雜散音調將至少比測試音調功率水平低2•（63–4）=118dBc。

直流精度和偏移控制

OPA2822由于其高開環增益、高共模抑制、高電源抑制以及低輸入偏移電壓和偏置電流偏移誤差，可以提供優異的直流信號精度。為了充分利用低輸入偏移電壓（25°C時最大±1.2mV），還需要注意輸入偏置電流消除。OPA2822的高速輸入級具有相對較高的輸入偏置電流（8μA典型地進入管腳），但兩個輸入電流之間的匹配非常接近，通常為100nA的輸入偏置電流。通過匹配兩個輸入端的源阻抗，可以大大降低總輸出偏移電壓。例如，向圖1的電路添加偏置電流消除的一種方法是將175Ω串聯電阻器插入50Ω端接電阻器的非轉換輸入端。如果50Ω源電阻是直流耦合的，這將使無換向輸入偏置電流的源阻抗增加到200Ω。由于這現在等于反向輸入（RF | | RG）外的阻抗，電路將消除偏置電流效應，只留下偏置電流乘以反饋電阻作為輸出的殘余直流誤差項。使用402Ω反饋電阻器，在整個溫度范圍內，由輸入偏置電流引起的輸出直流誤差現在將小于0.7μa•402Ω=0.28mV。這明顯低于輸入偏移電壓的貢獻。當增益為+2時，最大輸入偏移電壓為1.5mV，在-40°C至+85°C溫度范圍內，總的最大輸出偏移為（±3mV±0.28mV）=±3.3mV（對于圖1的電路，包括非反轉輸入處的額外175Ω電阻器）。

熱分析

OPA2822在大多數操作條件下不需要散熱或氣流。所需的最高結溫將限制如下所述的最大允許內部功耗。在任何情況下，最高結溫不得超過+150°C。

工作結溫度（TJ）由TA+PDθJA給出?？們炔抗模≒D）是靜態功率（PDO）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號和負載，但對于接地電阻負載，當輸出固定在等于任一電源電壓一半的電壓時（假設雙極供電相等），PDL將處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級而不是負載中消耗的功率。作為一個worstcase示例，計算OPA2822E的最大TJ，兩個通道在AV=+2、RL=100Ω、RF=400Ω、±VS=±5V和規定的最大TA=85°C下工作。

最大

該計算代表達到最大可能工作結溫度的最壞情況組合。在大多數操作條件下，結溫將遠低于此處計算的123°C。

OPA2822中的輸出電流受到限制，以防止短路情況下的損壞。此限流輸出約220mA，超過額定典型輸出電流150mA。典型和最小輸出電流限值被設置為線性操作，而典型特性中顯示的最大輸出為非線性限制性能。

電路板布局

要想用像OPA2822這樣的高頻放大器來獲得最佳性能，需要仔細注意電路板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a）、寄生電容最小化所有信號輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b）、縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免窄功率和接地痕跡，以盡量減少器件引腳和去耦電容器之間的電感。主電源連接（插腳4和8）應始終與這些電容器斷開連接。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c）、仔細選擇和放置外部組件將保持OPA2822的高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜和碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板跟蹤長度盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡元件，如非轉換輸入端接電阻器，也應放在靠近封裝的地方。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會在500MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路運行。保持電阻值盡可能低，以符合寄生負載、失真和噪聲的考慮。典型特性中使用的402Ω反饋是設計的良好起點。

d）、與其他寬帶設備的連接板上可采用短的直接記錄道或通過板上傳輸線。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。最好在地面上開50米左右的跑道。估計總電容性負載，并根據推薦的RS與電容性負載的曲線設置RS。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上使用，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載圖所示。根據電路板材料和跡線尺寸定義的特征板跡線阻抗，在目標器件輸入端使用匹配的串聯電阻，從OPA2822輸出端進入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合；應設置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。多個目的地設備最好作為單獨的傳輸線來處理，每一個都有自己的串聯和并聯終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如RS與電容性負載的關系圖所示。這將無法保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e）、不建議將OPA2822這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生極為麻煩的寄生網絡，這幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA2822焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA2822是使用非常高速的互補雙極工藝制造的。由于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。所有的設備引腳都由內部的ESD保護二極管保護電源，如圖14所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅動至OPA2822的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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