補償網絡由內部誤差放大器和阻抗網絡ZIN（R3，R4和C20）和ZFB（R5、C18和C19）。補償網絡必須提供閉環傳遞函數具有快速響應（但始終低于fsw/10）和最高增益的最高0dB交叉頻率在直流條件下盡量減小負載調節。一個穩定的控制回路具有-20dB/decade斜率的增益交叉，相位裕度大于45°。包括確定相位裕度時的最壞情況分量變化。為了定位補償網絡的極點和零點，可以使用以下建議：調制器奇異頻率：

設置增益R5/R3以獲得所需的轉換器帶寬

將ωZ1置于輸出濾波器諧振ωLC之前

將ωZ2置于輸出濾波器諧振ωLC處

將ωP1放在輸出電容ESR為0ωESR處

將ωP2置于開關頻率的一半

考慮誤差放大器開環增益，檢查環路增益。

15A演示板說明

演示板顯示了設備在一個通用應用程序中的操作。根據報告的表，該評估板通過開關S2-S5將電壓可調性從0.9V降低到5V，當使用內部0.9V參考電壓（G1關閉）。超過20A的輸出電流可以通過使用的mosfet類型：高側和低壓側開關可使用多達三個SO8 mosfet。外部參考可用于僅打開G1和開關S2-S5的調節。設備也可以使用開關S1禁用。VCC輸入軌為設備供電，而電源轉換從VIN輸入軌。該設備還能夠在單一電源電壓下工作；在這種情況下，跨接器G2具有關閉，5V至12V輸入可以直接連接到VIN輸入。四層演示板考慮到電路的高電流，銅厚度為70μm，以盡量減少傳導損耗能夠交給我PGOOD信號被用作邏輯電平，由于沒有演示板上有其他合適的電壓。如果輸入電壓高于7V（PGOOD引腳最大絕對額定值）需要5V參考電壓。圖12顯示了演示板的電路原理圖

部件選擇

感應器選擇

要選擇合適的電感器值，應用條件必須是固定的。例如，我們可以考慮：Vin=12V電壓=3.3V輸出電壓=15A考慮到約25%到30%Iout的紋波，電感器值將為L=3μH。選用了7繞組的鐵粉鐵芯（TO50-52B）。

輸出電容器

已選擇2個型號為6TPB330M的POSCAP電容器，每個電容器的最大電流為40 MΩ。因此，得到的ESR為20mΩ。考慮到4A的電流紋波，輸出電壓紋波為：∆Vout=4·0.02=80mV

輸入電容器

對于IOUT=15A和D=0.5（輸入電流紋波的最壞情況），輸入電容器的均方根電流相等至7.5A。選擇了兩個最大ESR等于13mΩ的OSCON電解電容器6SP680M來維持紋波。因此，所得ESR等于13mΩ/2=6.5mΩ。在最壞的情況下，損失是：P=ESR·I2rms=366mW

過流保護

電流限制可設置為約20A。將相關章節中報告的關系式 ship中的演示板參數（IOSCMIN=170μA；IP=20A；RDSONMAX=9mΩ/2=4.5mΩ）代入即可ROCS=510Ω

高電流應用建議

對于高達20A的更高輸出電流，可使用以下配置（參考演示板示意圖）：Q1、Q2、Q3:STS11NF30L問題4、問題5、問題6:STS17NF3LL五十： 2.5μH磁性77121A7芯7T 2x AWG16在這些條件下，實現了以下性能：

對于高于20A的電流，應為高壓側和低壓側（取決于占空比和輸入電壓）。

6A演示板說明

一個緊湊的演示板已經實現，以管理5A-6A范圍內的電流。外部功率mosfet包含在單個SO8封裝中，以節省空間和增加功率密度。為VCC和VIN提供兩個單獨的導軌。它們可以通過短接跨接導線J1連接在一起。PGOOD信號被用作邏輯電平，它被拉到了VIN，因為沒有其他合適的信號演示板上提供電壓。如果輸入電壓高于7V（PGOOD引腳最大Ab 溶質額定值），則需要5V參考電壓。

緊湊型演示板性能

圖19、20顯示了不同輸出電壓值下測量的效率與負載電流的關系。測量已在5V和12V輸入下完成。輸出電壓已更改，修改中的R1值零件清單中報告的演示板。

應用思路一：DDR存儲器和終端電源雙數據速率（DDR）存儲器需要特定的電源管理架構。這是因為驅動芯片組和存儲器輸入之間的跟蹤必須用電阻器終止。因為驅動存儲器的芯片組有一個推挽輸出緩沖器，所以終端電壓必須能夠源電流和下沉電流。此外，終端電壓必須等于存儲器電源的一半（存儲器的輸入為一種需要一個參考偏差中點的差分階段。DDRI是內存的供給2.5V，端接電壓1.25V，DDRII內存供電1.8V，端接電壓為0.9V。圖23顯示了一個完整的DDRI存儲器和終端電源，使用2 L6910G-ic/" title="xL6910G">xL6910G。2.5V部分為內存供電，而1.25V部分提供終端電壓。兩段之間的跟蹤是通過提供1.25V段的EAREF電壓來實現的連接到2.5V的電阻分壓器。

存儲器和終端電源所需的電流取決于存儲器的類型和大小。

圖22、23示出了L6910G對于圖中所示應用的終端部分的效率。21，在sink和source模式下。圖中還顯示了當輸入電壓直接來自12V軌道時的效率值。

對于非常大的系統（如服務器），DDR內存終端可能需要更高的電流量程為10A-15A及以上。圖24、25和26、27顯示了L6910G，接收和源模式，最高17ADDRI和DDRII回憶。那個測量值有通過15A演示板實現。（見第11頁）

應用思路二：正壓升壓調節器3V～13.2V輸入/5V 2.5A輸出在某些應用中，輸入電壓變化范圍很廣，而輸出電壓必須調節到固定值。在這種情況下，為了保持輸出電壓的調節，可能需要一個Buck-Boost拓撲。下面的示意圖顯示了如何在3.3V和5V的輸出端實現降壓升壓調節5V和12V輸入總線。在Buck-Boost拓撲中，電流僅在關相時被傳輸到輸出端。所以，對于給定的電流極限，最大輸出電流很大程度上取決于占空比。假設效率為100%，忽略了電感上的電流紋波，電流限制與最大輸出之間的關系電流如下：

其中，ILIM是電流限制，D是應用的占空比。最壞的情況是DMAX。因為在Buck-Boost應用中，D由以下公式給出：

最糟糕的情況是溫敏。顯然，由于效率低于100%，且紋波通常不可忽略，因此最大輸出電流總是低于上述公式計算的值

應用思路三：降壓升壓調節器3V至5.5V輸入/-5V3A輸出在需要負輸出電壓的應用中，可采用標準降壓升壓拓撲結構。與最大輸出電流相關的考慮因素與“正降壓升壓”（應用理念2）相同。這種拓撲結構的一個特殊之處在于，器件所承受的電壓是VIN和VOUT之和。所以，從5V到-5V，器件會承受10V的電壓。必須檢查輸入和輸出的總和電壓低于設備的最大工作輸入電壓。

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