產品亮點

為最低系統成本而優化的功能

完全集成的短路和斷路自動重啟

回路保護

自偏壓供電-節省變壓器輔助繞組

以及相關的偏壓電源組件

精密公差和可忽略的溫度變化

關鍵參數簡化了設計并降低了成本

高最大開關頻率允許非常低

磁通密度變壓器設計，實際上消除了

可聽噪聲

頻率抖動大大降低了EMI

具有大爬電到高壓引腳的封裝

組件數量最少的交換機解決方案

比線性/RCC性能好得多

系統成本低于RCC、離散PWM和其他

集成解決方案

通用輸入范圍可在全球范圍內運行

簡單的開/關控制-無需回路補償

無偏壓繞組-更簡單、成本更低的變壓器

高頻開關–更小、成本更低

變壓器

非常低的組件數量-更高的可靠性和單一側印制電路板

高帶寬提供快速開啟，無超調以及良好的瞬態負載響應

限流操作可抑制線路頻率紋波

內置電流限制和滯后熱關機

保護

生態智能®–非常節能

空載消耗<300 mW，無偏壓繞組

265 VAC輸入

滿足加州能源委員會（CEC）能源部的要求

Star和歐盟要求

應用

手機/無繩電話、PDA、數碼相機的充電器，MP3/便攜式音頻設備、剃須刀等。

備用和輔助電源

說明

LinkSwitch HF集成了700 V功率MOSFET、振蕩器，簡單的開關控制方案，高壓開關電流®表1。注：1。非通風條件下的典型連續電源在50°C環境溫度下測量的封閉適配器。2最大實用性具有足夠熱量的開放式框架設計中的連續功率下沉，在50°C環境下測量。三。包裝：P:DIP-8B，G： SMD-8B。有關無鉛封裝選項，4對于沒有Y電容器的設計，可用功率可能更低（請參閱關鍵應用程序注意事項）。電源、頻率抖動、逐周期電流限制，以及單片集成電路上的熱關機電路。創業工作功率直接來自于排液管腳，消除了對偏壓繞組和相關電路的需要。200 kHz的最大開關頻率允許低通量變壓器設計，幾乎消除了可聽簡單的噪聲控制方案涂漆變壓器結構。高效運作高開關頻率是由于優化集成電路的開關特性和小電容功率MOSFET。全集成安全自動重啟電路輸出功率限制期間的故障電路或開環，減少元件數量和次級反饋電路成本。內部振蕩器頻率為抖動以顯著降低準峰值和平均值電磁干擾，最小化濾波成本。

引腳功能描述

排水（D）銷：功率MOSFET漏極連接。提供內部操作啟動和穩態運行電流。

旁路（BP）引腳：0.1μF外部旁路電容器的連接點內部產生5.8 V電源。

反饋（FB）引腳：在正常工作期間，功率MOSFET的開關是由這個引腳控制。當大于49μa的電流被傳輸到該引腳。

源引腳：該引腳是功率MOSFET電源連接。它也是旁路和反饋引腳的接地參考

鏈路開關HF功能

說明

LinkSwitch HF組合了一個高壓功率MOSFET在一個設備中帶有電源控制器的開關。不像傳統的PWM（脈沖寬度調制器）控制器，LinkSwitch HF使用簡單的開/關控制來調節輸出電壓。LinkSwitch高頻控制器包括振蕩器，反饋（檢測和邏輯）電路，5.8 V調節器，旁路引腳欠壓電路，過溫保護，頻率抖動、限流電路、前沿消隱以及一個700伏功率MOSFET。鏈路開關HF包括附加自動重啟電路。

振蕩器

典型的振蕩器頻率在內部設置為平均值200千赫。振蕩器產生兩個信號：最大占空比信號（DCMAX）和時鐘信號指示每個周期的開始。LinkSwitch高頻振蕩器包含以下電路引入少量的頻率抖動，通常為16 kHz峰對峰，以最小化EMI發射。調制速率頻率抖動設置為1.5 kHz以優化EMI降低無論是平均排放量還是準峰值排放量。頻率應使用觸發的示波器測量抖動漏極波形的下降沿。波形圖4顯示了鏈路開關HF的頻率抖動。

反饋輸入電路

FB引腳處的反饋輸入電路由低阻抗源極跟隨器輸出設置為1.65 V。當電流輸入該引腳的電流超過49μA，邏輯電平低（禁用）在反饋電路的輸出端產生。這個輸出在每個循環開始時在時鐘信號。如果MOSFET的功率很高的話該循環（啟用），否則功率MOSFET保持關閉（禁用）。因為采樣只是在每個周期，FB引腳電壓或電流的后續變化在循環的其余部分被忽略。

5.8V調節器和6.3V并聯電壓鉗

5.8 V調節器為連接的旁路電容器充電通過從漏極電壓，只要MOSFET關閉。這個旁路引腳是的內部電源電壓節點高頻連接開關。當MOSFET接通時，鏈路開關HF耗盡旁路電容器中儲存的能量。非常內部電路的低功耗允許連接開關HF從電流消耗持續運行從放油銷上。0.1μF的旁路電容值就足夠了用于高頻去耦和儲能。此外，還有一個6.3 V并聯調節器夾緊當向旁路提供電流時，旁路引腳為6.3V引腳穿過外部電阻器。這有助于鏈路開關高頻通過外部偏置繞組來降低空載功耗小于50mw。

旁路引腳欠壓

旁路引腳欠壓電路使電源失效當旁路引腳電壓下降到4.85v以下時，MOSFET。一旦旁路引腳電壓下降到4.85伏以下，它必須上升回到5.8伏以啟用（打開）功率MOSFET。

過熱保護

熱關機電路感測模具溫度。閾值設置為142°C，典型值為75°C滯后。當模具溫度上升到該閾值（142°C）以上時功率MOSFET被禁用并保持禁用直到模具溫度下降75°C，此時重新啟用。

電流限制

限流電路檢測功率MOSFET中的電流。當電流超過內部閾值（ILIMIT）時功率MOSFET在這個循環的剩余時間被關閉。前沿消隱電路抑制電流限制功率MOSFET后短時比較器已打開。前緣沖裁時間的設定即電流尖峰由電容和整流器反向引起恢復時間不會導致提前終止開關脈沖。

自動重新啟動

如果出現輸出過載等故障情況，輸出高頻開關或短路自動重啟操作。由每次FB引腳被拉高時，振蕩器復位。如果FB引腳沒有拉高30毫秒，功率MOSFET開關關閉650毫秒。自動重啟交替進行啟用和禁用功率MOSFET的開關，直到故障狀態已排除。

應用程序示例

2.4 W CC/CV充電器適配器圖5所示的電路是a 5.7 V，400 mA，恒壓，恒流（CV/CC）電池充電器。由二極管D1-D4形成的輸入電橋用于整流交流電輸入電壓。然后，整流后的交流電被過濾掉儲存電容器C1和C2。電阻器RF1是防火的，易熔線繞式，起熔絲、浪涌電流的作用限幅器和由C1、C2和L1組成的π濾波器，差模噪聲衰減器。這種簡單的EMI濾波，加上頻率抖動連接開關HF（U1），小值Y1電容器（CY1），以及T1內的屏蔽繞組，以及二次側RC緩沖器（R5，C5），允許設計滿足兩個傳導以及輻射EMI限值。CY1的低值很重要滿足線路低頻泄漏要求，在這種情況下<10μA。整流和濾波的輸入電壓被施加到一次側T1繞組。變壓器一次側的另一側是由U1集成MOSFET驅動。二極管D5、C3、R1R3形成初級鉗位網絡。這限制了峰值漏感引起的漏極電壓。R3允許電阻器使用慢，低成本整流二極管限制反向當U1接通時，電流通過D5。慢節奏的選擇二極管提高了效率和傳導電磁干擾。輸出整流由肖特基二極管D6提供。低地正向電壓在整個操作過程中提供了高效率量程和低ESR電容C6使輸出電壓最小化漣漪。在恒壓（CV）模式下，輸出電壓由齊納二極管VR1與PNP晶體管發射基極電壓問題1。Q1的VBE除以R7的值設置偏差通過VR1的電流（~2.7 mA）。當輸出電壓超過由Q1和VR1確定的閾值電壓，Q1接通，電流流過U2的LED。作為LED電流增大，電流饋入反饋引腳增加，禁用U1的進一步開關周期。在非常輕的負載，幾乎所有的開關周期都將被禁用，提供較低的有效開關頻率和空載消耗。在負載瞬態期間，R6和R8確保Q1的額定值為當R4阻止C4排放時，不超過。電阻R9和R10形成恒流（CC）感測電路。在大約400毫安以上，電壓通過感測電阻超過光耦二極管正向導通電壓約為1 V。通過LED的電流因此由輸出電流和CC控制決定控制CV反饋回路。CC保持控制即使在輸出短路情況下。

關鍵應用注意事項

鏈路交換機HF設計注意事項

輸出功率表

數據表最大輸出功率表（表1）表示最大實際連續輸出功率電平在以下假設條件下獲得：

1.對于85伏交流電壓，最小直流輸入電壓為90伏或更高輸入，或240 V或更高，用于230 VAC輸入或115 VAC帶電壓倍增器。輸入電容值應足夠大，以滿足這些交流輸入標準設計。

2.帶肖特基整流二極管的5.5V二次輸出。

3.假設效率為70%。

4.fOSC（min）和ILIMIT（min）的工作頻率。

5.僅電壓輸出（無二次側恒流電路）。

6.連續模式運行（0.6≤KP≤1）。

7.該部分是板安裝與源引腳焊接足夠的銅面積來保持源引腳溫度等于或低于100°C。

8.開放式框架設計的環境溫度為50°C適配器的內部外殼溫度為60°C設計。低于1，KP是波紋與一次峰值的比率電流。高于1，KP是初級MOSFET的比率關斷時間到二次二極管導通時間。在較低的有效開關頻率下工作可以簡化符合傳導和輻射電磁干擾限值，尤其是必須消除安全Y電容器的設計。通過使用較低的有效滿載頻率，計算初級電感值高于電力輸送。但是，在這個較低的工作頻率將低于這些值如表1所示。

可聽噪聲

跳頻工作方式在短波鏈路交換機中的應用可以在變壓器中產生音頻分量。為了限制這種可聽噪聲的產生，變壓器應其設計應使磁芯磁通密度峰值低于1250高斯（125公噸）。遵循本指南并使用標準變壓器浸漆生產技術幾乎消除了可聽噪音。更高的通量密度但是，仔細評估可聽見的噪音是可能的性能應使用生產變壓器批準設計前的樣品。使用Z5U等介質的陶瓷電容器在鉗位電路中，也可能產生音頻噪聲。如果這是在這種情況下，試著用一個不同的電容器替換它們電介質，例如聚酯薄膜型。LinkSwitch HF布局注意事項參見圖6，以獲取高頻連接開關。

單點接地

使用輸入濾波器的單點接地連接電容器連接到銅源的面積別針。

旁路電容器（CBP）

旁路管腳電容器應盡可能靠近到旁路和源引腳。一回路面積連接輸入濾波器的主回路區域電容器、變壓器一次側和聯絡開關HF在一起應該盡量小一些。初級箝位電路一個鉗位是用來限制峰值電壓在漏引腳在轉彎關了。這可以通過使用RCD卡箍（如圖所示）來實現在圖5）或齊納（~200V）和二極管鉗一次繞組。在所有情況下，為盡量減少電磁干擾，應注意用于最小化來自箝位元件的電路路徑至變壓器和連接開關HF。

熱因素

鏈路開關HF下方的銅區不僅起作用作為單點接地，也可以作為散熱片。因為這個地區連接到安靜的源節點，這個區域應該被最大化用于連接開關HF的良好散熱。同樣適用于輸出二極管的陰極。

Y型電容器

Y型電容器的放置應直接從初級輸入濾波器電容器正極端子變壓器二次側的公共/回流端子。這樣的一個放置將路由高強度共模浪涌遠離鏈路開關高頻設備的電流。注意，如果輸入π（C，L，C）EMI濾波器，然后在過濾器應放置在輸入濾波電容器。

光耦

將光耦物理地靠近鏈接開關HF to最小化主邊跟蹤長度。保持大電流，遠離光耦的高壓漏極和鉗位軌跡以防止噪音增加。輸出二極管為了獲得最佳性能，連接二次繞組、輸出二極管和輸出濾波器電容器應盡量減少。另外，足夠的銅應在陽極和陰極端子處提供區域用于散熱的二極管。最好在安靜的陰極終端。一個大的陽極面積可以增加高頻率輻射EMI。

快速設計檢查表

與任何電源設計一樣，所有連接開關HF設計應在試驗臺上進行驗證，以確保在最壞情況下不會超過規格。這個強烈建議至少進行以下試驗：

1.最大漏極電壓–驗證VDS不超過最高輸入電壓和峰值（過載）輸出時為675 V權力。

2.最大漏電流-在最高環境溫度下，最大輸入電壓和峰值輸出（過載）功率，檢查漏極電流波形是否有變壓器跡象飽和和過大的前沿電流尖峰啟動。在穩定狀態下重復上述步驟，并驗證圖6。高頻反激式開關的推薦布局。前沿電流尖峰事件低于tLEB結束（分鐘）。在任何情況下，最大排水量電流應低于規定的絕對最大值評級。

3.熱檢查-在規定的最大輸出功率下，最小輸入電壓和最高環境溫度，確認沒有超過溫度規格用于連接開關HF、變壓器、輸出二極管和輸出電容器。應留出足夠的熱裕度鏈路開關HF as的RDS（ON）的部分到部分變化在數據表中指定。在低線，最大功率下，最大鏈路開關高頻源引腳溫度為建議100°C，以考慮這些變化。

絕對最大額定值（1,5）

漏極電壓 -0.3伏至700伏

峰值漏極電流 400毫安（750毫安）（2）

反饋電壓 -0至9伏

反饋電流 100毫安

旁路電壓 -0.3伏至9伏

儲存溫度 -65°C至150°C

工作結溫度（3）-40°C至150°C

鉛溫度（4）260攝氏度

筆記：

1.參考電源的所有電壓，TA=25°C。

2.當漏極電壓小于400V。

3.通常受內部電路限制。

4.1/16英寸。從箱子里出來5秒鐘。

5.可采用規定的最大額定值，一次一個，不會對產品造成永久性損壞。暴露于絕對最大額定值條件下延長時間可能會影響產品可靠性

熱阻抗

熱阻抗：P或G包裝：

（θJA）70°C/W（2）；60°C/W（3）

（θJC）（1）11°C/W

筆記：

1.在靠近塑料接口的針腳2（源）上測量。

2.焊接至0.36平方英寸。（232平方毫米)2盎司（610克/平方米)包銅。

3.焊接至1平方英寸。（645平方毫米)2盎司（610克/平方米)包銅。

筆記：

A、 當反饋管腳電壓≥2V（MOSFET不等于）時，總電流消耗為IS1和IDSS之和當反饋管腳對電源短路（MOSFET開關）時，IS2和IDSS之和。

B、由于輸出MOSFET是開關的，很難將開關電流與電源電流隔離排水。另一種方法是測量6V時的旁路引腳電流。

C、 旁路引腳啟動充電波形見典型性能特性章節圖14。

D、 此電流僅用于提供連接在旁路和反饋之間的可選光耦引腳而不是任何其他外部電路。

E、 有關其他di/dt值的電流限制，請參考圖13。

F、 此參數由設計保證。

G、 此參數由特征化派生。

H、 自動重啟時間與振蕩器具有相同的溫度特性（與頻率）

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