其中RSENSE是傳感元件的電阻值（在TMOS=25oC時），B是可從中獲得的常數圖13，kT是傳感元件和控制器之間的溫度耦合系數（it結果KT=（TJ-25）/（TMOS-25）），α為敏感元件的溫度系數。從RTC開始取決于常數B，反過來又取決于RTC，需要一個迭代過程來正確地設計RTC值。由于熱傳感器的性質，需要負偏移來補償ITS在參考溫度下引入的主動偏移，并且可以通過連接偏移管腳和SGND之間的電阻設置如下：

動態視頻轉換

該設備能夠管理動態視頻代碼更改，允許在設備正常運行。OVP和UVP信號在每次VID轉換期間被屏蔽，并在轉換后重新激活完成。當動態改變調節電壓（D-VID）時，系統需要對相應地輸出電容器。這意味著需要提供額外的ID-VID，尤其是當增加輸出穩壓時，必須在設置過電流時加以考慮門檻。當前結果：

其中，dVOUT是選定的DAC LSB（VRD10.x為12.5mV，Hammer DAC為25mV），TVID是每個LSB轉換之間的時間間隔。克服動態視頻期間的OC閾值會導致設備進入恒流限制，從而降低輸出電壓dV/dt，也會導致D-VID測試失敗。設備修改參考的方式取決于視頻選擇狀態，然后取決于種類所選DAC的。

VID_SEL=打開（見圖14）。

選擇VRD10.x DAC，設備將檢查時鐘上升沿上的VID代碼修改這是每相的開關頻率的三倍，并等待以下方面的確認下降沿。一旦新代碼穩定，在下一個上升沿上，引用就開始上升或下降以LSB增量（12.5mV）每時鐘周期（仍然是3·FSW）直到達到新的VID代碼。在轉換，VID代碼更改被忽略；在轉換完成后，設備在下一個可用上升沿上重新開始監控VID。

警告：

如果新的VID代碼比之前的代碼高出1 LSB以上，設備將執行轉換以等于3·FSW的頻率逐步參考，直到新代碼到達：因此建議仔細控制VID變化率，以便仔細控制輸出的斜率電壓變化。

VID_SEL=接地（見圖15）。

選擇HAMMER DAC，設備檢查時鐘上升沿的VID代碼修改這是每個相位的相同頻率，等待下一個下降沿的確認。一次新的代碼是穩定的，在下一個上升沿上，引用開始以LSB增量遞增或遞減（25mV）每個時鐘周期，直到達到新的VID代碼。在轉換期間，VID代碼的更改是忽略；設備在下一上升沿完成轉換后重新開始監視VID。如果新的VID代碼比前一個代碼高出1位以上，設備將執行轉換步驟 ping每個切換周期的參考，直到新代碼到達

啟用和禁用

該設備有三種不同的電源：VCC引腳提供內部控制邏輯，VCCDRx供電向車手和車手提供高側車手。如果針腳VCC和VCCDRx處的電壓如果不超過電氣特性中規定的開啟閾值，則裝置關閉：所有驅動器保持mosfet關閉，以顯示對負載的高阻抗。一旦設備正確供電，可確保設備正常運行，但可通過不同方式控制：

外銷

它可用于復雜系統的功率排序控制。設置引腳自由，該設備實現軟啟動編程電壓。將引腳短路到SGND，復位設備（在這種情況下，SS_端對SGND短路，并且保護被禁用，除非預OVP）來自鎖存狀態，同時也禁用保持所有mosfet關閉以顯示高阻抗的設備去裝載貨物。然后它可以循環以從任何鎖存狀態（如OVP和UVP）中恢復。

NOCPU（維特[0；5]=11111倍）

在這種情況下（VID5狀態無關），設備被禁用并保持所有mosfet關閉以顯示高阻抗負載。然而，它等待任何VID代碼轉換來啟動實現軟啟動。在此情況下，SS U端引腳對SGND短路

軟啟動

在軟啟動過程中，會產生一個斜坡，將回路參考電壓從0V增加到編程的最終值在2048個時鐘周期內通過VID，如中所示圖16。一旦軟啟動開始，參考值增加：上下MOS開始開關隨著閉環調節，輸出電壓開始增加。在數字軟啟動結束時然后SS端信號被高電平驅動。當參考電壓達到0.6V時，欠電壓比較器啟用，而過電壓在軟啟動期間，比較器始終處于啟用狀態，閾值等于編程參考值的115%或ROVP編程的閾值（見相關章節）。

輸出電壓監視器和保護

該裝置通過引腳VSEN監控調節電壓，以管理OVP/UVP狀態。

紫外線防護

如果VSEN監測的輸出電壓下降到基準電壓的60%以下超過一個時鐘周期，設備關閉所有MOSFET，OSC/故障驅動高電平（5V）。條件是鎖定；要恢復，需要循環Vcc或OUTEN引腳。

可編程OVP保護

一旦VCC超過開啟閾值并且設備被啟用（OUTEN=1），設備將提供可編程過壓保護；當感應到的電壓超過編程的閾值時，控制器永久性地打開所有低側MOSFET，并關閉所有高側MOSFET為了保護負載。OSC/故障引腳被驅動為高電平（5V），重啟操作需要電源或外部引腳cy  cling。OVP閾值是通過OVP引腳編程的：保持引腳浮動，在內部被拉起閾值設置為編程輸出電壓的115%（典型值）。將OVP引腳連接到SGND通過電阻器ROVP，OVP閾值變成固定電壓，如下所示：OVPTH=1.455·ROVP·12.5μ

預保護（OVP）

當VCC引腳低于導通閾值時，一個初步的OVP保護開啟低側MOSFET只要FBR引腳電壓大于1.8V。當VCC保持在器件開啟閾值和預vp開啟閾值也取決于OUTEN管腳狀態如圖17所示-左。當設備關閉（然后避免圖17）中未受保護的紅色區域包括通過5VSB總線為控制器供電如圖17所示-右。過電壓和欠電壓在軟啟動過程中也處于激活狀態（參見相關章節）。

過電流保護

根據所選的電流讀取方法，設備限制感應器的峰值或底部電流進入恒定電流直到設置UVP如下所述。必須通過設計Rg電阻器，將過電流閾值編程為安全值確保設備在設備正常運行期間不會進入OCP。此值必須還應考慮動態VID轉換過程中所需的額外電流器件讀取MOSFET RdsON或電感器DCR，過程擴展和溫度變化這些傳感元件。此外，由于內部閾值的擴展，Rg設計必須考慮其最小值IOCTH（最小值）如下：

其中IOCPx是當設備進入準恒流（LS-Mosfet感測）或恒流（電感器感測）時由電流讀取電路測量的電流，IOCPx必須從開始計算從相應的輸出電流值IOUT（OCP）如下（ID-VID也必須考慮實施D-VID）：

電流（IOUT）輸入的電流值（IOUT）為恒定值，其中輸出電流為恒定值Mosfet感測）或恒流（電感器感測），∆IPP是每相的電感器電流紋波，以及ID-VID是D-VID所需的附加電流（如適用）。特別是，由于設備限制電感器電流的峰值或谷值（根據CS_SEL狀態），紋波實體，如果不是可忽略不計，對實際OC閾值的影響必須考慮。

LS MOSFET檢測（CS_SEL=開路）過電流

當電流信息IINFOx Over 達到IOCTH（典型值為35μA）的固定閾值時，設備檢測到每個相位的過流情況。當這種情況發生時，器件會使相對的LS-mos  fet保持打開狀態，跳過時鐘周期，直到閾值向后交叉并且IINFOx結果低于低閾值。這意味著該設備限制了每個電感器電流紋波的底部。退出OC條件后，LS mosfet關閉，HS在占空比驅動下打開通過PWM比較器。保持LS開啟，跳過時鐘周期，導致在退出OC條件之后的接通時間增加。考慮到具有這種電流感測的裝置，與通過以下關系式給出的輸送電流具有最大的接通時間依賴性：

式中，IOUT為輸出電流（IOUT=∑·Ipasex），TSW為開關周期（TSW=1/FSW）。這種線性關系在零負載時為0.80·TSW，在最大電流為0.40·TSW時為典型值并導致裝置出現兩種不同的過電流行為：

噸限制輸出電壓。

當每相電流達到IOCPx之前達到最大接通時間時，就會發生這種情況（信息<IOCTH）。圖18顯示了考慮到前一關系式施加的TON限制，器件能夠調節的最大輸出電壓。如果期望的輸出特性穿過最大輸出電壓有限，輸出電壓經過交叉后會開始下降。在這種情況下，設備不執行恒流限制，而只限制最大接通時間在之前的關系之后。在檢測到UVP或IDROOP=105μA之前，輸出電壓開始下降，直至產生的特征（如圖18所示）。

恒流運行

當每個相位的谷電流達到IOCPx后達到接通時間限制時，就會發生這種情況（信息>目錄）。器件進入準恒流運行：低側mosfet保持在通電狀態讀取變為低于IOCPx（IINFOx<IOCTH）跳過時鐘周期。高側mosfet可以在LS關閉后，控制回路施加一噸的力，裝置正常工作直到檢測到另一個OCP事件。這意味著在準恒流運行時，輸送的平均電流可以略有增加因為電流紋波增加。事實上，接通時間的增加是由于關閉時間的增加電流必須達到IOCPx底部。最壞的情況是當接通時間達到最大值時價值觀。當這種情況發生時，器件以恒定電流工作，輸出電壓隨負載而降低增加。超過UVP閾值會導致設備鎖定OSC引腳的驅動（圖19顯示此工作狀態）。可以觀察到峰值電流（Ipeak）大于IOCPx，但可以確定如下：

電源連接相關。

圖24顯示了一些小信號組件的位置。

柵極和相位跡線的尺寸必須根據提供給電源的驅動器均方根電流確定mosfet。設備的健壯性允許使用遠離控制器不失性能。無論如何，如果可能，建議盡量縮短距離控制器和電源部分之間。此外，由于PHASEx引腳是高壓側驅動器的返回路徑，因此可以連接該引腳直接到高壓側的mosfet源引腳有一個適當的驅動這個mosfet。對于LS mosfets，返回路徑是PGNDx引腳：它可以直接連接到電源接地層。

自舉電容器必須盡可能靠近BOOTx和PHASEx引腳，以最小化創建的循環。

VCC和SGND的去耦電容器應盡可能靠近相關引腳。

VCCDRx和PGNDx的去耦電容器應盡可能靠近這些引腳。這個電容器維持低側mosfet驅動器所要求的峰值電流。

敏感元件必須參考SGND（如有）：頻率設置電阻ROSC，偏移電阻器ROFFSET、TC電阻器RTC和OVP電阻器ROVP。

星形接地：將SGND與PGND平面連接在一個點上，以避免由于高電流傳遞會導致設備行為錯誤。

建議在HS mosfet漏極附近放置一個額外的陶瓷電容器。這有助于降低心衰噪音。

VSEN有助于降低注入管腳的噪聲。

OUTEN引腳濾波vs.SGND有助于減少耦合噪聲引起的誤跳閘：布線時要小心為了減少耦合噪聲，驅動網針。

相位引腳尖峰。由于HS-mosfet幾乎不開關，因此可以在PHASEx引腳。如果這些電壓尖峰克服了引腳的最大擊穿電壓，該器件可以吸收能量會造成傷害。電壓尖峰必須受到適當布局的限制；通過使用柵極電阻、肖特基二極管并聯于低壓側MOSFET和/或緩沖網絡低邊MOSFET，在FSW=600kHz時，20nSec不能克服26V。

啟動電容器額外充電。不使用肖特基二極管的系統可能會出現較大的負尖峰在相位引腳上。這個尖峰也是有限的，但是這個尖峰也是有限的結果：導致自舉電容器過充。額外的費用會導致最大輸入電壓的最壞情況，在特定瞬態期間，啟動到相位電壓克服了防抱死制動系統。最大額定值也會導致設備故障。在這種情況下，建議這樣做通過在啟動二極管上串聯一個小電阻（一個電阻可以如果放在二極管陽極的上游，足夠三個二極管使用）。

電流感應連接。

遠程緩沖區：該組件的輸入連接必須作為平行網絡從光纖光柵路由/為了補償沿輸出功率軌跡的損耗，同時也避免了拾取任何共模噪聲。將這些引腳連接在遠離負載的點上會導致非最佳負載調節，增加輸出公差。

電流讀數：Rg電阻器必須盡可能靠近限制設備中的噪聲注入；這對Rg（RC）-Cg網絡仍然有效感應感應器上的電流。將這些電阻器連接到讀取點的PCB跡線必須使用專用網絡，作為并行記錄道布線，以避免拾取任何共模噪聲。

同樣重要的是要避免測量中的任何偏移，為了獲得更好的精度，連接盡可能靠近傳感元件。建議對稱布置。CSx線上的VOUT和SGND之間可以需要小的濾波電容器，放置在控制器附近，在電流感應連接中允許更高的布局靈活性。

正在嵌入基于L6711的VRD

將VRD嵌入應用程序時，必須格外小心，因為整個VRD是開關DC/DC調節器和它必須工作的最常見的系統是這樣的數字系統MB或類似的。事實上，最新的MB已經變得更快和強大：高速數據總線越來越多VRD產生的更常見的和開關誘發的噪聲如果不遵循，可能會影響數據完整性其他布局指南。在以下情況下布線時，必須主要考慮幾個簡單點開關大電流（開關大電流會引起雜散電感上的電壓尖峰引起噪聲的跡線會影響附近的跡線）：在大電流開關VRD軌跡和數據總線之間保持安全防護距離，尤其是在高速數據總線，減少噪音耦合。為必須行走的I/O子系統路由偏差跟蹤時，保持安全防護距離或適當過濾靠近VRD。噪聲的可能原因可能是相位連接、Mosfet柵極驅動和輸入電壓路徑（從輸入大容量電容器和HS漏極）。如果不堅持，也必須考慮PGND連接在一個電源地平面上。這些連接必須小心遠離噪聲敏感數據。由于產生的噪聲主要是由于VRM的開關活動，噪聲排放取決于電流開關有多快。為了降低噪聲排放水平，除了之前的減小電流斜率，然后增加開關次數的指南：這將導致開關損耗增加，這是在系統的其他設計中必須考慮的因素。

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