一般說明

LM2641是雙降壓電源控制器適用于筆記本電腦和其他電池供電設備。邏輯電平N通道的定頻同步驅動功率MOSFET與可選在1000:1負載電流范圍內實現超高效功率轉換的脈沖跳過模式。脈搏跳動模式可以禁用，有利于固定頻率操作無論負載電流水平如何。高直流增益電流模式反饋控制保證出色的線路和負載調節和寬環路帶寬快速響應動態負載。內部振蕩器將開關頻率固定在300千赫。或者，切換可以同步到外部時鐘運行速度高達400千赫。可選軟啟動功能限制來自在啟動時輸入電源并提供一種簡單的方法啟動順序。邏輯電平輸入允許控制器打開和分別關閉。

主要規格

96%效率

5.5至30V輸入范圍

雙輸出可從2.2到8V可調

0.5%典型負荷調節誤差

0.002%/V典型線路調節誤差

特征

300 kHz固定頻率開關

與外部信號的開關同步

400千赫

可選跳脈沖模式

可調二次反饋

輸入欠壓閉鎖

輸出欠壓停機保護

輸出過壓停機保護

可編程軟啟動（每個控制器）

5V，50 mA線性調節器輸出

2.5V精密輸出

28針TSSOP

應用

筆記本和子筆記本電腦

無線數據終端

電池供電儀器

典型應用電路

絕對最大額定值（注2，（一）

IN、SW1和SW2−0.3至31V

FB1和FB2−0.3至3V SD，開/關1，開/關2，2NDFB/FPWM，同步，參考，SS1，SS2，組件1，組件2和CSL1−0.3至（VLIN+0.3）V

LIN−0.3至6VCSH1、CSH2和CSL2（注十二）−0.3至9VCBOOT1至SW1的電壓從CBOOT2到SW2−0.3至5V

從HDRV1到SW1的電壓

從HDRV2到SW2−0.3伏

CBOOT1至HDRV1和CBOOT2

HDRV2型−0.3伏

接頭溫度。+150攝氏度

功耗（注3）883兆瓦

環境儲存溫度。（TJ）−65至+150˚C

焊接停留時間，溫度。注（4）

波浪4秒，260攝氏度

紅外線10秒，240攝氏度

汽相75秒，219˚C

ESD額定值（注5）2 kV

運行額定值（注1、2）

VIN 5.5至30V

接頭溫度。（TJ）0至+125˚C

電氣特性

普通字體中出現的典型值和限值適用于TJ=25˚C。黑體字顯示的限值適用于整個運行接合溫度范圍，即0至+125˚C。除非參數或條件列中另有規定，否則VIN=10V，VSD=VON/OFF1=VON/OFF2=5V（注2、6、7）

電氣特性（續）

普通字體中出現的典型值和限值適用于TJ=25˚C。黑體字顯示的限值適用于整個運行接合溫度范圍，即0至+125˚C。除非參數或條件列中另有規定，否則VIN=10V，VSD=VON/OFF1=VON/OFF2=5V（注2、6、7）

注1：除非另有規定，否則所有電壓均與GND和PGND引腳上的電壓有關。

注2：絕對最大額定值是指超過該限值，設備可能會損壞。操作額定值是指設備運行的條件是有保證的。運行額定值并不意味著有保證的性能限制。有關保證性能限制和相關測試條件，請參閱電氣特性表。

注3：絕對最大功耗取決于環境溫度。883兆瓦的額定值是由150˚C、70˚C和90.6˚C/W替代而成的對于TJmax，TA，θJA分別轉化為公式Pmax=（TJmax-TA）/θJA，其中Pmax為絕對最大功耗，TJmax為絕對最大功耗結溫，TA是環境溫度，θJA是封裝的結對環境的熱阻。θ90.6θ代表W/A28針TSSOP無散熱的最壞情況。散熱可以安全地釋放更多的能量。絕對最大功耗必須環境溫度高于70攝氏度時，每攝氏度降低11.04兆瓦。LM2641主動地將其結溫限制在150攝氏度左右。

注4：有關焊接塑料小外形封裝的詳細信息，請參閱國家半導體公司提供的包裝數據手冊。

注5：出于測試目的，使用人體模型施加ESD，100 pF電容器通過1.5 kΩ電阻器放電。

注6：典型值為TA=TJ=25˚C的特征數據中心。不保證典型值。

注7：保證所有限制。所有具有室溫限值的電氣特性在生產過程中以TA=25°C進行測試。所有熱限和冷限值均為通過將電氣特性與過程和溫度變化相關聯并應用統計過程控制來保證。

注8：兩個控制器都打開，但不切換。在IN、CSL1、CSH1、CSL2和CSH2處測量進入IC的電流。在CSL1和CSH1進入乘以0.50來模擬從10V到5V的開關轉換的效果。在CSL2和CSH2處輸入的值乘以0.33來模擬從10V到3.3V的開關變換的效果。乘法后，所有五個電流都相加。因為CSL1輸入端的電壓大于LIN到VOUT切換閾值，大部分輸入電源電流通過CSL1輸入進入IC。

注9：兩個開關控制器均關閉。5V，50 mA線性調節器（LIN輸出）和精度2.5V參考（REF輸出）保持開啟。

注10：開關控制器和2.5V精密基準均關閉。5V，50毫安線性調節器保持接通。

注11：控制器保持關閉狀態，直到5V、50 mA線性調節器（LIN輸出）的電壓達到該閾值。

注12：在輸出電壓可能超過絕對最大額定值的應用中，必須將100Ω電阻器與CSH和CSL輸入串聯。

典型性能特征

操作理論

電流模式控制器的基本操作主電源將輸出電壓保持在恒定值控制回路，由誤差放大器電流檢測放大器和PWM比較器（參見方框圖，圖3）。LM2641控制器有兩種主要操作模式：強制脈沖寬度調制（FPWM），其中控制器始終以固定頻率工作，并且脈沖跳變控制器頻率降低時的模式輸出負載以提高輕載效率。

FPWM工作模式

將FPWM引腳拉低啟動操作模式稱為強制脈沖寬度調制（FPWM）。這意味著LM2641將始終以固定頻率工作，不管輸出負載。操作周期為：高側場效應晶體管開關在每個時鐘周期，使電流流過感應器。這個電感器電流上升，導致感應電阻，這個電壓被電流放大感應放大器。來自電流檢測放大器的電壓信號被應用與PWM比較器的輸入端進行比較誤差放大器設置的控制電平。一旦水流感測信號達到該控制電壓時，PWM通訊器復位關閉高壓側的驅動器邏輯FET開關。低側FET開關在延遲時間后開啟

以下兩者中的較小者：

（a） SW引腳電壓達到零所需的時間（即電壓由直通保護電路感測）。

（b） 100 ns，這是最大延遲的預設值。在非常輕的負載下（在FPWM模式下）運行時電感器電流必須以負方向流過低壓場效應管開關，以保持固定的頻率操作模式。因此，內置的零交叉當FPWM模式激活時，探測器被禁用（也就是說，當FPWM引腳被拉到低狀態時）。應注意，如果FPWM引腳高（操作在下一節中描述），過零檢測器將轉動在感應器電流任何時候關閉低側FET開關降到零（這可以防止負電感器電流）。

跳脈沖運行方式

將FPWM引腳拉高，可使LM2641在輕負載下的脈沖跳頻模式，其中開關頻率隨著輸出負載的降低而降低。控制器將以固定頻率模式運行，如中所述如果輸出負載電流足夠高。在輕負載下，脈沖跳過會導致更高的效率，例如降低開關頻率會降低開關量損失。負載電流值固定頻率到脈沖跳頻操作發生的是電感器電流低到足以引起通過電流感應電阻器（R4）測得的電壓或R13）降至25毫伏以下。在脈沖跳過模式下，高側FET開關將轉動在第一個時鐘周期開始時打開反饋引腳處的電壓低于參考值電壓。高壓側FET開關保持接通，直到電流感應電阻器上的電壓升至25 mV（和然后關閉）。

斜坡補償

所有電流模式控制器都需要使用斜坡補償來防止次諧波振蕩，這種補償內置于LM2641中。內部補償假定RSENSE值為25 mΩ，電感器值為6.8μH，最大輸出電壓6V。為了防止振蕩，補償的斜率M斜坡必須等于電流感應放大器輸出端的電壓波形。斜率M與外部成分的關系如下：MCOMP=MCS安培（最大值）=N X RSENSE X VOUT（max）/LMCOMP是補償斜坡的坡度。

MCS AMP（max）是電流檢測放大器輸出端的電壓。N是電流檢測放大器的增益。RSENSE是電流檢測電阻器的值。VOUT（max）是最大輸出電壓。L是輸出電感的電感。需要注意的是，由于RSENSE值出現在分子和L是分母，這兩個值可按相同比例增加或減少改變坡度。負載電流值越高，RSENSE值越低挑選出來的。輸出電感器的電感值應該減少相同的百分比來維持正確的斜坡補償。

申請信息

改善瞬態響應

如果輸出電壓低于標稱值的97%，低壓調節（LREG）比較器將啟動持續打開高側場效應晶體管開關的邏輯直到輸出恢復正常。低壓場效應晶體管開關在此期間被推遲。此操作將改善瞬態響應，因為它繞過誤差放大器和PWM比較器，強制高壓側接通，直到輸出恢復正常。這個啟動期間功能被禁用。增壓高壓側閘門驅動一個“飛行”的自舉電容被用來產生柵極用于高壓場效應晶體管開關的驅動電壓。這種啟動帶電容器使用內部當低壓側FET開關打開。當高側場效應晶體管開關打開時，源在輸入電壓附近拉起。通過自舉電容器提高柵極驅動電壓，確保柵極驅動電壓至少比來源。

參考文獻

內部帶隙基準用于產生2.5V連接到REF引腳的參考電壓。這個參考電壓的保證公差為±2%只要工作溫度范圍較長≤5毫安。REF引腳上不需要旁路電容器，但可以用于降低噪音。

申請信息（續）

5V LIN輸出

LM2641包含一個內置的5V/50毫安LDO穩壓器其輸出連接到LIN引腳。既然這是一個LDO穩壓器，它需要一個外部電容器來維持穩定性。所需的最小電容量穩定性為4.7μF，ESR在約100 mΩ范圍內至3Ω。推薦一種高質量的固體鉭電容器（由于電渣重熔而不能使用陶瓷）低）。如果需要低溫操作，電容器必須選擇ESR處于穩定狀態的整個工作溫度范圍應用程序。因為這個LDO調節器的電流限制設置在85毫安，可用于負載電流高達約50毫安（假設總IC功耗不超過最大值）。在負載的整個工作溫度范圍內，為VLIN的最壞情況值提供了保證規格電流高達25mA（見電氣特性）。估計VLIN輸出電壓從ILIN=25mA到ILIN=50mA，VLIN的變化約為由于負載（典型值）的原因，預計為-30mV僅限，不保證）。VLIN的減少與增加負載電流。必須理解的是，最大允許電流50mA必須包括柵極驅動所消耗的電流電路。這意味著在LIN引腳處的使用是50毫安減去正在使用的任何電流內部用于閘門驅動。每個開關用于柵極驅動的電流量可以使用以下公式計算輸出：IGD=2xQxVOSC

IGD是VLIN提供的柵極驅動電流。Q是所選FET所需的柵極電荷（參見FET數據表：柵極電荷特性）。FOSC是開關頻率。示例：如典型應用中所示，如果FETNDS8410與LM2641一起使用，LM2641是開啟門電壓（VGS）為5V−V碘=4.3V。參考NDS8410數據片上，曲線柵電荷特性表明這個VGS值的柵極電荷約為24 nC。假設開關頻率為300 kHz，則每個開關輸出使用的柵極驅動電流為：IGD=2xQxVOSC=2 X（24 X 10−9）X（3 X 105）=14.4毫安

如果兩個輸出都是開關，則總柵極驅動電流抽取兩次（28.8毫安）。注意，在開關輸出#1處的電壓為4.8V或更高，獲得內部柵極驅動電流從該輸出（這意味著完整的50毫安可用于在LIN引腳處外部使用）。同步管腳基本工作頻率300kHz可提高通過使用同步管腳和外部CMOS或TTL時鐘。同步脈沖必須具有最小脈沖寬度為200納秒。如果不使用同步功能，則同步引腳必須連接到LIN針腳或接地，以防止錯誤觸發

限流電路

LM2641受到保護，不會因過度輸出電流由一個內部電流限制比較器，它逐周期監控輸出電流。電流限制器在輸出感測電阻器上產生的電壓超過100 mV（正值或負值）。如果感應到的電壓超過100毫伏，高壓側場效應晶體管開關關閉。如果感應到的電壓低于-100mV，低側FET開關關閉。應該是的注意到需要足夠的輸出電流來激活限流電路會導致輸出電壓下降，這可能導致欠電壓閉鎖關閉（見下一節）。

欠壓/過壓保護

LM2641包含保護電路，如果輸出電壓過低（UV）或過高（OV）。在如果發生UV或OV故障，LM2641將被鎖定高邊場效應晶體管關閉，而低邊場效應晶體管關閉打開了。如果輸出電壓低于標稱值的70%，則欠壓比較器將鎖定LM2641。到恢復運行時，必須關閉設備電源然后恢復。需要注意的是，紫外線鎖閂在過大的輸出電流迫使輸出的情況電壓下降。紫外線鎖存電路在啟動。如果輸出電壓超過標稱值的150%，則過電壓比較器鎖定LM2641。如前所述在此之前，必須先關閉電源，然后再打開電源才能恢復操作。必須注意的是，OV閂鎖不能保護負載在高壓側FET開關發生故障的情況下避免損壞（FET短路并將輸入電壓連接到負載）。發生此類故障時，可對負載進行保護使用電源線中的保險絲實現。自從每當OV鎖存器激活時，低側FET開關就會打開，如果FET和保險絲都啟動，則會使串聯保險絲熔斷尺寸正確。

軟啟動

連接至軟啟動的內部5μA電流源引腳允許用戶編程LM2641。如果電容器連接到SS引腳，則該引腳上的電壓在接通時將線性上升。這個電壓用于控制場效應晶體管的脈沖寬度開關。脈沖寬度從一個非常窄的值開始線性變化增加到SS引腳電壓1.3V。此時，脈沖對脈沖電流限制器控制直到脈沖寬度達到額定值（PWM電流模式控制回路接管）。LM2641包含一個數字計數器（參考振蕩器頻率）乘以軟啟動間隔。這個分配的最大SS時間段是振蕩器時鐘，這意味著時間周期隨振蕩器頻率：最大允許SS間隔=4096/FOSC

申請信息（續）

如果輸出電壓不在標稱值的−1%范圍內移動在4096次計數期間，設備將鎖定。到恢復操作時，必須將電源從關閉切換到打開。最小脈沖寬度隨著輸入電壓的增加，脈沖寬度開關場效應晶體管減少。如果脈沖寬度小于350ns，脈沖抖動可能會發生交替使用稍微不同的脈沖寬度。這不是影響調節器穩定性或輸出電壓精度。

啟動問題

LM2641包含輸出欠壓保護由一個數字計數器和一個監視VOUT的比較器組成的電路。開機時，計數器開始工作當輸入電壓達到ap 大約3V時，計算時鐘周期。如果計數器之前達到4096個周期輸出電壓上升到標稱值的1%以內，IC將在欠壓故障條件下被鎖定。此保護的功能是在下列情況下關閉調節器輸出過載（例如對地短路）。然而，如果鎖存器不能啟動電路，則會導致故障設計合理。以下兩個部分解釋如何避免這些類型的問題：輸入電壓上升時間如果輸入電壓上升太慢，LM2641將鎖定關閉處于欠壓狀態。為了避免這個問題，輸入電壓必須上升得足夠快，以便輸出在4096計數時間間隔過去之前進入調節。對于300 kHz的開關頻率，4096個周期在13.6毫秒內完成。實際上，車輛識別號的總上升時間不應接近4096時鐘周期限制，如果要保證可靠啟動。它需要注意的是，VIN的總上升時間也會受到影響當電源轉換器開始切換時，通過電流負載（從輸入電容器中吸取電力）引起它們的電壓驟降（詳細的輸入電容器要求將在下一節中概述）。同樣重要的是要注意到這類啟動問題更可能發生在輸出電壓較高的情況下，因為輸入電壓必須上升到更高的電壓要調節的輸出電壓（即輸入dV/dt速度必須更快）。建議的輸出電壓限制不應超過6V。

輸入電容

輸入電容的數量和類型直接與監管機構的啟動能力有關。原因是輸入電容器作為調節器開始切換時的功率轉換器。通常，輸入電壓（即輸入電容器）將隨著功率轉換器開始消耗電流而下降，這將導致車輛識別號（VIN）的下降。如果輸入電容太小或ESR過大，輸入音量可能不夠快允許輸出電壓在數字時鐘計數4096個周期，部件將鎖定作為欠壓故障。要防止此類啟動問題：

1.輸入電容器必須提供足夠的體積容量和低阻抗。用于高頻開關應用的固體鉭電容器因為它們通常提供最好的成本/性能特性和低ESR，即使在低溫下。陶瓷電容在整個溫度范圍內也有很低的ESR，但應使用X5R/X7R電介質類型來確保提供足夠的電容（Z5U或Y5F類型不適合）。一些較新的電解類型，如POSCAP，OSCON和聚合物電解質也可用作輸入電容器。但是，如果應用將在低溫下用作電渣重熔這些電容器在溫度低于0˚C時會顯著增加。大多數鋁電解質在低于此限制的溫度下不能與此IC一起使用。檢查所選電容器的ESR規格如果需要低溫操作，請小心操作。

2.輸入電容器必須物理定位離開關超過一厘米遠FET，作為開關電流路徑中的跟蹤電感會引起問題。

回路補償

LM2641必須適當補償以確保運行穩定，瞬態響應好。和任何人一樣控制回路，當補償得到優化，從而在保持足夠的相位裕度的同時獲得最大的帶寬，從而獲得最佳性能穩定性。LM2641的最佳性能通常在以下情況下獲得：環路帶寬（定義為環路增益等于單位）在FOSC/10到FOSC/5的范圍內。在討論回路穩定性時，應注意有一個高頻極fp（HF），其頻率可以近似值為：fp（HF）～FOSC/2 X QS（假設QS<0.5）

從QS的近似值可以看出，最高fp（HF）的頻率出現在VIN的最大值處。fp（HF）的最低頻率約為FOSC/10（當車輛識別號為=4.5V和VOUT=1.8V）。如上所述，極fp（HF）的位置通常在從FOSC/10到FOSC/4的范圍。這根桿子通常在單位增益交叉頻率附近，如果不進行補償，可以顯著降低相位裕度。通常，輸出電容器的ESR形成一個零通常非常接近fp（HF）的頻率，并提供負相移的消除否則因為。因此，必須小心選擇輸出電容器。LM2641的大部分環路補償由誤差放大器輸出到地的R-C網絡（見圖4）。因為這是一個跨導放大器，它具有非常高的輸出阻抗（160 kΩ）。

顯示的組件將向回路添加極點和零增益由以下等式給出：

C10加上一個極點，其頻率由下式給出：

fp（C10）=1/[2πX C10（R11+160k）

C12增加一個極點，其頻率由下式給出：

fp（C12）=1/[2πX C12（R11 | | 160k）

R11加上一個0，其頻率由下式給出：

fz（R11）=1/[2πX R11（C10+C12）

輸出電容器為回路增加一個極和一個零：fp（COUT）=1/[2πX RL X COUT]fz（ESR）=1/[2πX ESR X COUT]式中，RL為負載電阻，ESR為等效值輸出電容器的串聯電阻。補償元件的功能將在典型回路增益圖的定性討論中闡明對于LM2641應用程序，如圖5所示。

C10和R11形成極和零。更改的值C10移動極點和零點的頻率。改變R11會移動零點而不會產生明顯的影響。C10極通常被稱為主導極，它的主要功能是降低環路增益和降低帶寬。R11零點需要添加一些正相移從兩者中抵消一些負相移低頻磁極。沒有這個零，這兩個極點會在單位增益交叉點引起−180˚的相移，這顯然是不穩定的。通常會獲得最佳結果如果選擇R11，使得fz（R11）的頻率在fc/4到fc的范圍，其中fc是單位增益交叉頻率。

輸出電容器（連同負載電阻RL）

形成一個顯示為fp（COUT）的極。雖然該極點隨RL變化，環路增益也成比例變化，這意味著單位增益交叉頻率保持不變基本上是常數，與RL值無關。C12最常用于創建附加極用于繞過補償銷。在許多應用中，這種電容器是不必要的。如果使用C12，如果磁極設置在FOSC/2到2FOSC的范圍內。這將提供開關高頻噪聲的旁路但只添加少量負相在單位增益交叉頻率偏移。COUT的ESR（以及COUT的電容）形成零fz（ESR），通常介于10kHz和50kHz。這個零非常重要，因為它抵消了高頻極fp（HF）引起的相移。它是重要的是選擇電容和ESR值正確的COUT，將此零點置于fc附近（典型范圍fc/2至fc）。作為一個例子，我們將對環路增益進行分析3.3V設計圖。用于計算的值包括：

VIN=12伏

電壓=3.3V@4A

COUT=C14+C16=200μF

ESR=60 mΩ（每個）=30 mΩ總計

FOSC=300kHz

fp（高頻）～40kHz

R13=20mΩ

L2=6.8μH

RL=0.825Ω

直流增益=55dB

補償元件的值為：C10=

2200 pF，R11=8.2k，不使用C12。使用這個數據，計算極點和零點：

fp（C10）=1/[2πX C10（R11+160k）]=430Hz

fz（R11）=1/[2πX R11（C10+C12）]=8.8kHz

fp（COUT）=1/[2πX RL X COUT]=960Hz

fz（ESR）=1/[2πX ESR X COUT]=27kHz

fp（高頻）～40kHz

使用這些值，計算的增益圖如所示圖6。

從圖中可以看出，頻率fc上的單位增益交叉預計約為25kHz。使用這個值，則計算該點的相位裕度約為84˚。為了驗證這些計算的準確性，電路使用網絡分析儀進行臺架測試。測量的增益相位如圖7所示。

測得的增益曲線與預測值非常接近價值觀。0dB時的相位裕度略小于預測值（71˚vs.84˚），這是由于高頻磁極的負相移貢獻不包括在本簡化分析中。需要注意的是，帶寬25kHz的70˚相位裕度非常好，代表了最佳補償對于VIN、VOUT、電感器和RL的這組值

優化穩定性

測量帶寬和相位的最佳工具margin是一個網絡分析儀。如果這不可用，一個簡單的衡量環路穩定性的方法是施加最小至最大輸出負載電流階躍并觀察產生的輸出電壓瞬態。設計具有良好的相位裕度（>50˚）通常會顯示“否”輸出電壓瞬變恢復到其標稱值后響鈴。需要注意的是，穩定性（相位裕度）并不必須是最佳的，以使調節器穩定。設計前一節中的分析由改變R11和C10以有意降低相位裕度約為35˚并重新測試階躍響應。這個輸出波形在初始恢復到標稱值后顯示出輕微的響聲，但在其他情況下完全穩定。在大多數情況下，補償組件顯示在典型的應用電路將提供良好的性能。到協助優化相位裕度，遵循以下指南顯示更改各種組件的效果。COUT：增加COUT的電容會使極fp（COUT）的頻率降低并降低環路帶寬。如果環路帶寬太寬，增加COUT是有益的（增加相位裕度）（>FOSC/5）將高頻極放得太近單位增益交叉頻率。COUT的ESR：ESR形成零fz（ESR），即需要消除單位增益附近的負相移頻率。高ESR電容器不能使用，因為零的頻率太低，這會導致環路帶寬太寬。R11/C10：它們形成一個極和一個零。更改值C10的變化同時改變了極點和零點的頻率。注意，因為這會導致兩個極的頻率和零一起上下移動，調整C10對環路帶寬沒有顯著影響。更改R11的值會移動零fz（R11），但不顯著改變C10極（因為R11的值遠遠小于160kΩ的輸出Gm放大器的阻抗）。因為只有零是移動，這會影響帶寬和相位裕度。這個意味著調整R11是使零點提供的位置相移最大化的簡單方法。如果fz（R11）在fc/4到fc的頻率范圍內，通常會獲得最佳結果（其中fc是單位增益交叉頻率）。

設計程序

本節介紹選擇外部組件的指南。

感應器選擇

在選擇電感器時，最重要的參數是重要的是電感、電流額定值和直流電阻。

電感

重要的是要明白并非所有的電感器都是被制造出來的相等，因為指定電感的方法變化很大。還必須注意每個電感器的電感隨電流減小。電感器的類型、尺寸和結構都與電感器有關在當前負載下。有些電感器有電感曲線相對平坦，而其他曲線可能變化更大從最小電流到最大電流為2:1。在后者

設計程序（續）

在這種情況下，制造商規定的電感值通常是最大值，即實際電感值在你的申請中會少很多。電感曲線較平坦的電感器為佳，因為任何開關變換器的回路特性受電感值的影響。電感器當負載電流變化時，電感值越恒定，回路帶寬越大。必須仔細檢查電感器的數據表，以便驗證所選組件是否具有所需的用于應用的頻率和電流的電感。

電流額定值

在以下情況下，本規范可能是最令人困惑的選擇感應器，因為制造商使用不同的方法用于指定電感器的額定電流。電感器的額定電流通常是給定的均方根電流，但在某些情況下為峰值電流也將給出額定值（通常是RMS的倍數評級）給用戶一些指示電感在飽和區工作。在其他條件相同的情況下，更高的峰值電流額定值首選，因為這允許電感器承受高值無明顯電感損耗的紋波電流。在某些情況下，電感與電流曲線相對平坦，給定的額定電流是指電感比標稱值低10%。如果電感隨電流變化很大，則制造商可能是曲線的“中心點”。這個表示如果在應用程序中使用該電流值，則電感量將小于規定值。

直流電阻

電感器中使用的導線的直流電阻消散降低整體效率的功率。較粗的電線會降低電阻，但會增加尺寸、重量和成本。A當電感器的銅線損耗約為最大輸出功率的2%。

選擇感應器

確定應用所需的電感量可以使用以下公式：

VIN是最大輸入電壓。

VOUT是輸出電壓。

F是開關頻率，FOSCIRIPPLE是電感器的紋波電流。總的來說，一個好的價值因為這是大約30%的直流輸出電流。從上面的等式可以看出，增加開關頻率按比例降低所需的電感量。當然，高頻操作由于開關損耗在總功率損失中占主導地位。還應注意減小電感將增加電感器紋波電流（其他術語保持不變）。在選擇電感器時，請記住：增加的紋波電流增加了場效應晶體管的傳導損耗，電感器鐵心損耗，需要更大的輸出電容器保持一定量的輸出紋波電壓。這意味著一個更便宜的電感器（在應用的工作電流下具有更小的電感）將花費其他地方的錢。

輸入電容器

高壓場效應晶體管的開關動作要求峰值電流可用于開關或大電壓瞬態將出現在車輛識別號（VIN）線上。供應這些高峰電流，低ESR電容器必須連接在高邊場效應晶體管的漏極和接地。電容器必須盡可能靠近場效應晶體管（最大距離=0.5 cm）。固體鉭或低ESR鋁電解液可以用于這個電容器。如果使用鉭，它必須能夠當輸入電源時能承受浪涌電流已應用。為了確保這一點，必須對電容器進行浪涌測試由制造商提供，并保證在此類應用中工作。

注意：如果使用典型的現成鉭未經電涌測試，通電時可能會爆炸那就完全是空頭了。這會導致電容器如果輸入源繼續提供電流，請著火。

額定電壓

對于鋁電解，額定電壓必須為至少比最大輸入電壓高25%應用程序。鉭電容器需要更大的降額，因此建議所選電容器的額定工作電壓為a電壓大約是最大輸入電壓的兩倍。

電流額定值

電容器的額定電流均方根值。到確定以下申請公式可用于：

還建議0.1μF陶瓷電容器

從車輛識別號（VIN）到地面，用于高頻旁路，盡可能靠近VIN針腳。

輸出電容器

輸出電容器是關鍵的環內穩定性（覆蓋以及輸出電壓紋波。最適合用作輸出電容器的類型是鋁電解和固體鉭。

鋁電解槽

鋁電解槽的主要優點是通常給出最大電容尺寸比，以及價格合理。但是，必須指出的是

高性能鋁開關

調節器設計必須是高頻、低ESR類型例如三洋OSCON或松下HFQ，它們是專門為交換應用而設計的。電容器這些具有良好的高頻（≥100kHz）規格鋁電解電容器一般不應用于開關調節器應用環境溫度低于0攝氏度。典型的低壓鋁電解液的ESR與溫度曲線相當從25˚C到125˚C，溫度變化從25˚C到0˚C將大約是ESR的兩倍，并且從0˚C降到−20˚C將再次翻倍。

設計程序（續）

輸出二極管

建議在調節輸出和接地之間放置二極管，以防止輸出在地下擺動。使用的二極管可以是肖特基或硅型，電流額定值應為1A或更大。如果允許輸出在地下擺動超過一個Vbe，LM2641的基片將變為正向偏壓會導致零件操作不正確。其他可能由負面因素引起的潛在問題輸出瞬變會損壞輸出電容器，因為如果反向電壓為強行穿過它們可能發生這種情況的操作條件并不典型：如果一個或兩個輸出都很輕，就會發生這種情況負載，且欠壓（或過壓）條件為檢測。當這種情況發生時，LM2641會關閉開關振蕩器并打開兩個低側場效應晶體管使感應器的一端突然接地。感應器的另一端（已連接到調節輸出）將經歷一個短暫的響鈴電壓作為儲存在電感器中的能量被放電。振鈴的振幅和持續時間是R-L-C槽電路由輸出電容、電感器和，以及電感器繞組的電阻。因此，電感器的選擇影響到多大在振幅上，振鈴將是。在對典型應用電路中，Sumida電感器顯示較少振鈴比脈沖電感器，但都顯示出電壓暫時性的，會稍微低于地面。為此，建議使用輸出二極管。

　　安芯科創是一家國內芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產降成本等解決方案,可承接項目開發,以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經理：15382911663）

　　代理分銷品牌有：ADI_亞德諾半導體/ALTBRA_阿爾特拉/BARROT_百瑞互聯/BORN_伯恩半導體/BROADCHIP_廣芯電子/COREBAI_芯佰微/DK_東科半導體/HDSC_華大半導體/holychip_芯圣/HUATECH_華泰/INFINEON_英飛凌/INTEL_英特爾/ISSI/LATTICE_萊迪思/maplesemi_美浦森/MICROCHIP_微芯/MS_瑞盟/NATION_國民技術/NEXPERIA_安世半導體/NXP_恩智浦/Panasonic_松下電器/RENESAS_瑞莎/SAMSUNG_三星/ST_意法半導體/TD_TECHCODE美國泰德半導體/TI_德州儀器/VISHAY_威世/XILINX_賽靈思/芯唐微電子等等

免責聲明：部分圖文來源網絡，文章內容僅供參考，不構成投資建議，若內容有誤或涉及侵權可聯系刪除。