一般說明

LM5005高壓開關穩壓器具有使用最少外部元件實現高效高壓降壓調節器所需的功能。這個易于使用的調節器包括一個75V N通道輸出電流能力為2.5安培的降壓開關。調節器控制方法基于電流模式利用模擬電流斜坡進行控制。當前模式控制提供固有的線路前饋，循環一個循環電流限制和易于回路補償。使用仿真控制斜坡降低了脈寬調制電路，可可靠控制在高輸入電壓應用中需要非常小的占空比。工作頻率可從50kHz至500kHz。振蕩器同步管腳允許多個LM5005調節器自同步或同步到外部時鐘。附加保護功能包括：限流、熱關機和遠程關機功能。該設備提供增強型電源TSSOP-20包裝具有暴露的模具連接墊幫助散熱。

特征

集成75V，2.5A n通道降壓開關

超寬輸入電壓范圍從7V到75V

內部高壓偏壓調節器

可調輸出電壓從1.225V

1.5%反饋參考精度

模擬電感電流的n電流模式控制

斜坡

單電阻振蕩器頻率設置

振蕩器同步輸入

可編程軟啟動

停機/備用輸入

寬頻帶誤差放大器

熱關機

包裹

TSSOP-20EP（暴露墊）

絕對最大額定值（注1）

VIN至GND 76V

BST至GND 90V

預接地76V

SW至GND（穩態）-1.5V

BST至VCC 76V

VCC至GND 14V

BST至SW 14V

OUT to GND僅限于Vin

SD，SYNC，SS，FB至GND 8V

ESD等級（注2）

人體模型2kV

儲存溫度范圍-65°C至+150°C

工作額定值（注1）

VIN 7V至75V

工作結溫−40˚C ~+125˚C

標準字體的電氣特性規范適用于TJ=25˚C，以及粗體適用于整個工作結溫范圍。VIN=48V，RT=32.4kΩ，除非另有說明。

標準字體的電氣特性規范適用于TJ=25˚C，以及粗體適用于整個工作結溫范圍。VIN=48V，RT=32.4kΩ，除非另有說明。（續）

注1：絕對最大額定值是指超過該限值，設備可能會損壞。操作額定值是指設備運行的條件旨在發揮作用。有關保證的規格和測試條件，請參閱電氣特性。

注2：人體模型是一個100pF電容器，通過1.5kΩ電阻放電到每個引腳。

注3：最小和最大限值是在25°C下進行的100%生產測試。通過使用統計數據進行關聯，可以保證工作溫度范圍內的限值質量控制（SQC）方法。限值用于計算全國平均出廠質量水平（AOQL）

典型應用電路及方框圖

詳細操作說明

LM5005高壓開關穩壓器具有

使用最少外部元件實現高效高壓降壓調節器所需的功能。這個易于使用的調節器集成了一個75V輸出電流能力為2.5安培。調節器控制方法基于電流使用模擬電流斜坡的模式控制。峰值電流模式控制提供固有的線路前饋，逐周期電流限制和易于回路補償。這個使用模擬控制斜坡可降低脈沖寬度調制電路，允許在高輸入電壓下可靠地處理非常小的占空比應用。工作頻率可由用戶編程從50kHz到500kHz。振蕩器同步管腳允許多個LM5005調節器自同步或與外部時鐘同步。輸出電壓可以是從1.225V設置。故障保護功能包括，電流限制、熱關機和遠程關機功能。該設備在TSSOP-20包裝中提供，具有有助于散熱的暴露的墊子。功能框圖及典型應用如圖LM5001所示。LM5005可應用于大量應用可有效降低不可調節的高輸入電壓。該裝置非常適合電信、工業和汽車電源母線電壓范圍。

高壓啟動調節器

LM5005包含雙模內部高壓啟動調節器，為PWM控制器和啟動帶MOSFET門驅動器。這個輸入引腳（Vin）可以直接連接到輸入電壓，高達75伏。輸入電壓低于9V時，a低釋放開關將Vcc直接連接到Vin。在這種供應中范圍，Vcc約等于Vin。對于Vin電壓大于9V時，低壓差開關被禁用，并且Vcc調節器可使Vcc保持在大約7V。通過使用這種雙模調節器。Vcc調節器的輸出電流限制為20mA。通電后，調節器將電流輸入與Vcc引腳相連的電容器。當電壓在Vcc引腳超過Vcc UVLO閾值6.3V和SD引腳大于1.225V，輸出開關啟用且軟啟動程序開始。輸出開關保持不變在Vcc低于5.3V或SD引腳低于5.3V時啟用1.125伏。輔助電源電壓可以施加到Vcc引腳上降低IC功耗。如果輔助電壓大于7.3V時，內部調節器將基本關閉，從而降低IC功耗。Vcc調節器串通晶體管包括Vcc和Vin之間的二極管在正常操作中不應該有前向偏差。因此，輔助Vcc電壓不得超過Vin電壓。在高壓應用中，應特別注意確保Vin針腳不超過絕對最大值額定電壓為76V。在線路或負載瞬態期間，電壓Vin線上的鈴聲超過了絕對最大值額定值會損壞IC。兩種電路板都精心布置并采用優質旁路電容器靠近Vin和GND引腳是必不可少的。

停機/備用

LM5005包含一個雙電平關閉（SD）電路。當SD引腳電壓低于0.7V時，調節器處于低電流關機模式。當SD引腳電壓為大于0.7V但小于1.225V，調節器處于待機模式。在待機模式下，Vcc調節器處于活動狀態但輸出開關被禁用。當SD引腳電壓超過1.225V，輸出開關啟用且正常開始。內部5μA上拉電流源將調節器配置為在SD引腳為左開。從Vin到GND的外部設定點分壓器可以用于設置調節器的工作輸入范圍。這個分壓器的設計必須確保SD引腳處的電壓當車輛識別號（Vin）處于期望值時，將大于1.225V工作范圍。內部5μA上拉電流源必須包括在外部設定值的計算中分隔線。兩次停堆都包括0.1V的滯后以及待機閾值。SD引腳上的電壓應切勿超過8V。當使用外部設定點分配器時可能需要夾緊SD引腳以限制其電壓高輸入電壓條件。SD管腳還可以用來實現各種遠程控制啟用/禁用功能。將UVLO銷拉到0.7V閾值完全禁用控制器。如果SD引腳電壓高于1.225V調節器將工作。

振蕩器和同步功能

LM5005振蕩器頻率由單個外部設備設置電阻連接在RT引腳和AGND引腳之間。RT電阻器應位于離設備非常近的位置并直接連接到IC的引腳（RT和要設置所需的振蕩器頻率（F），可根據下式：

同步引腳可用于同步內部振蕩器到外部時鐘。外部時鐘必須是高于設定的自由運行頻率RT電阻器。具有漏極開路輸出的時鐘電路是從外部時鐘到同步的推薦接口別針。時鐘脈沖持續時間應大于15ns。

通過將同步管腳連接在一起，多個LM5005設備可以同步在一起。在此配置中，所有設備將同步到最高頻率裝置。圖5中的圖表說明了同步LM5005的輸入/輸出特性。內部振蕩器電路通過強下拉驅動同步管腳/弱上拉逆變器。當同步管腳拉低時通過內部振蕩器或外部時鐘，斜坡振蕩器的周期終止，并產生一個新的振蕩器周期開始。因此，如果幾個LM5005 IC的同步管腳連接在一起，內部時鐘最高的集成電路頻率會先將連接的同步管腳拉低終止其他IC的振蕩器斜坡周期具有最高編程時鐘頻率的LM5005將作為主控，控制開關頻率所有振蕩器頻率較低的器件

誤差放大器和脈寬調制

比較器

內部高增益誤差放大器產生誤差調節信號之間的差輸出電壓和內部精密基準（1.225V）。誤差放大器的輸出與COMP相連允許用戶提供環路補償元件的引腳，通常為II型網絡，如圖1所示。這個網絡在單位頻率產生一個極點，一個零和一個降噪高頻極。PWM比較器比較來自斜坡的模擬電流感應信號發電機至誤差放大器的補償輸出電壓別針。

斜坡發電機

用于電流模式控制的脈寬調制器中使用的斜坡信號通常直接來自buck開關電流。該開關電流對應于輸出電感器電流的正斜率部分。使用這個PWM斜坡信號簡化了控制回路傳輸功能為單極響應，并提供輸入電壓前饋補償。劣勢使用降壓開關電流信號進行PWM控制由于電路的前沿寄生被過濾或覆蓋。此外，電流測量可能引入顯著的傳播延遲。濾波、空白時間和傳播延遲限制了可達到的最小值脈沖寬度。在輸入電壓可能為與輸出電壓相比，相對較大，調節需要控制較小的脈沖寬度和占空比。LM5005采用了獨特的斜坡發生器實際上并不測量降壓開關電流，而是重建信號。重構或仿真輸入電流為PWM比較器提供一個斜坡信號，該信號沒有前沿尖峰和測量，或者過濾延遲。目前的重建包括兩個元素：采樣保持直流電平和模擬電流斜坡。

采樣和保持直流電平如圖6所示。是來自于對再循環肖特基的測量二極管陽極電流。再循環二極管陽極應連接到IS引腳。二極管電流流過IS和PGND之間的內部電流檢測電阻器別針。測量電阻兩端的電壓電平被采樣在下一個傳導間隔開始之前降壓開關。二極管電流傳感與采樣&保持提供重構電流信號的直流電平。正斜率電感電流斜坡由一個從斜坡引腳連接到AGND的外部電容器內部電壓控制電流源。斜坡根據以下等式，模擬電感器電流的電流源是Vin和Vout電壓的函數：IRAMP=（5μx（Vin–Vout））+25μA斜坡電容器的正確選擇取決于輸出電感器的選擇值。抽筋的價值可從以下選項中選擇：crup=L x 10-5，其中L是值在亨利的輸出感應器。刻度，這個值模擬電流斜坡的系數約為等于直流電平采樣和保持的比例因數（0.5V/A）。夾持電容器應位于非常靠近直接連接到集成電路引腳上的器件（斜坡和AGND）。

對于大于50%的占空比，電流模式控制電路會受到次諧波振蕩的影響。添加固定斜坡電壓斜坡信號（斜坡補償）至電流感應信號防止這種振蕩。25μA的從模擬電流源提供的偏移電流向斜坡信號添加一些固定坡度。在一些很高的地方工作循環應用，可能需要額外的坡度。在在這些應用中，可以減小斜坡電容值以增加斜坡補償。

電流限制

LM5005包含一個獨特的電流監測方案用于控制和過流保護。如果設置正確，模擬的電流感應信號提供了一個與buck開關電流成比例，比例因子為0.5 V/A。模擬斜坡信號應用于電流極限比較器。如果模擬斜坡信號超過1.75V（3.5A）當前循環終止（循環電流限制）。在小輸出電感和高輸入電壓開關電流可能由于限流比較器的傳播延遲。如果二極管電流采樣電路應發生過沖將在關閉時間內檢測到過大的電感器電流降壓開關。如果采樣和保持直流電平超過1.75V電流限制閾值，降壓開關將禁用并跳過脈沖直到二極管電流采樣電路檢測到電感器電流已經衰減到電流限制閾值。這種方法可以防止由于傳播延遲或電感器飽和而導致的電流跑掉情況，因為電感器電流在隨后迫衰減任何電流過沖。

軟啟動

軟啟動功能允許調節器逐漸達到從而降低了初始運行點壓力和浪涌。內部軟啟動電流源，設置為10μA，逐漸增加外部軟啟動電容器連接到SS引腳。軟啟動電容器電壓連接到誤差放大器。各種排序和跟蹤方案可以使用限制或夾緊SS引腳的電壓電平。如果檢測到故障（溫度過高，Vcc軟啟動電容器將放電。故障不再出現新的軟起動序列將開始。

增壓銷

LM5005集成了一個N通道降壓開關和作為關聯的浮動高壓電平移位/柵極驅動器。這個柵極驅動電路與內部二極管一起工作和一個外部自舉電容器。0.022μF陶瓷電容器，與BST引腳之間的短軌跡連接建議使用SW引腳。在休息時間開關，SW引腳電壓約為-0.5V，并且自舉電容器從Vcc通過內部充電自舉二極管。在高PWM占空比下工作時循環時，降壓開關將在每個循環中強制關閉500ns以確保自舉電容器充電。在非常輕的負載條件下或當輸出電壓預充電時，開關電壓在降壓開關關閉時間。如果電感器電流降到零當SW引腳上升時，自舉電容器將無法接收足夠的電壓來操作降壓開關門驅動器。為在這些應用中，預引腳可以連接到軟件上引腳對自舉電容器進行預充電。內部預充電MOSFET和二極管連接在pre引腳之間PGND在每次循環之前開啟250 ns新的轉換周期的開始。如果SW引腳正常負電壓電平（連續傳導模式），則沒有電流流過預充電MOSFET/二極管。

熱防護

內部熱關機電路用于保護超過最高結溫時的集成電路。當激活時，通常在165攝氏度時，控制器將強制進行低功率重置狀態，禁用輸出驅動器和偏壓調節器。這個該功能可防止交流設備過熱導致的災難性故障

申請信息

外部組件

計算外部組件的步驟是以下面的設計示例進行說明。法案本設計所用材料見表1。顯示的電路在圖1中，配置了以下規范：

電壓=5V

VIN=7V至75V

Fs=300千赫

最小負載電流（對于CCM）=250 mA

最大負載電流=2.5A

R3（RT）RT設置振蕩器開關頻率。一般來說，更高頻率應用更小，但損耗更高。在本例中，選擇300KHz的操作作為小尺寸和高效率的合理折衷。300KHz開關頻率的RT值計算如下：

為RT選擇最接近的標準值21 kΩ。L1電感器值是根據操作確定的頻率、負載電流、紋波電流和最大輸入電壓（VIN（最小值）、VIN（最大值））。

使電路保持連續導通模式（CCM），最大紋波電流IRIPPLE應小于2倍最小負載電流，或0.5 Ap-p。使用此值紋波電流，電感器（L1）的值用以下內容：

本程序提供了選擇L1值的指南。將使用最接近的標準值（33μH）。L1必須額定峰值電流（IPK+）以防止飽和。期間正常負載條件下，峰值電流出現在最大負載電流加上最大紋波。超載期間條件：峰值電流限制在3.5A標稱值（4.25A最大值）。所選電感器（見表1）的飽和電流額定值為6.2安培。對于本制造商，飽和額定值定義為20℃時電感降低30%所需的電流。C3選擇電感器值時，C3的值仿真斜坡電路需要：

當L1選擇33μH時，C3的建議值為330pF。C9、C10電容器和C19輸出平滑紋波電流并為瞬態提供充電源裝載條件。本設計采用22μF陶瓷電容器選擇了150μF的SP有機電容器。ce  ramic電容器提供超低ESR以降低輸出紋波電壓和噪聲尖峰，而SP電容器提供了一個小體積的大降壓電容，以適應過渡負載條件。輸出的近似值紋波電壓為：

D1

需要一個肖特基型再循環二極管LM5005應用。不建議使用超快二極管，并可能因反向而損壞IC恢復電流瞬變。接近理想的反向恢復特別是其特性和低正向壓降高輸入電壓和低輸入電壓的重要二極管特性LM5005常見的輸出電壓應用。這個恢復特性決定反轉的時間當buck開關處于打開了。肖特基的反向恢復特性二極管使buck中的峰值瞬時功率最小化在每個循環接通期間發生的開關。結果buck開關的開關損耗顯著降低當使用肖特基二極管時。反向故障等級應選擇最大車輛識別號（VIN）和一些安全性保證金。

正向電壓降對轉換效率，特別是對于輸出電壓。二極管的“額定”電流與各種制造商。最壞的情況是假設電路負載狀況。在這種情況下，二極管將攜帶輸出電流幾乎連續。對于LM5005這個電流可以高達3.5A。假設最壞情況是1V通過二極管下降，最大的二極管功耗可高達3.5W。參考設計a 100V選擇了DPAK軟件包中的肖特基。C1、C2穩壓器電源電壓具有較大的源阻抗在開關頻率下。優質輸入電容器需要限制VIN引腳的紋波電壓在接通期間提供大部分開關電流。

申請信息（續）

當buck開關打開時，輸入VIN引腳的電流步進到電感器電流波形的較低峰值，上升到峰值，然后在關閉時降到零。在接通期間，輸入VIN的平均電流為負載電流。輸入電容應選擇為RMS額定電流和最小紋波電壓。所需紋波電流額定值的一個很好的方法是IRMS>IOUT/2。應選擇ESR較低的優質陶瓷電容器作為輸入濾波器。考慮電容器公差和電壓效應，兩個2.2μF，100V陶瓷電容器將被利用。如果階躍輸入電壓瞬變預計接近LM5005的最大額定值，仔細評估設備VIN引腳處的響鈴和可能的峰值應為完整的。附加的阻尼網絡或輸入電壓在這些情況下，可能需要使用夾鉗。

第八章

VCC引腳上的電容器提供噪聲過濾和VCC調節器的穩定性。C8的建議值應不小于0.1μF，且應為良好高品質，低ESR，陶瓷電容器。0.47μF的值為為本設計選定。

第七章

BST和SW引腳之間的引導電容器提供柵極電流以在打開。C7的建議值為0.022μF，并且應該是一個質量好，低ESR，陶瓷電容器。補體第四成份SS引腳上的電容器決定軟啟動時間，i、 e.參考電壓和輸出電壓的時間，達到最終規定值。時間已定發件人：

對于該應用，選擇0.01μF的C4值對應于1毫秒的軟啟動時間。R5，R6R5和R6設置輸出電壓電平，它們的比率電阻器的計算公式如下：R5/R6=（電壓/1.225V）-1

對于5V輸出，R5/R6比率計算為3.082。這個電阻器應從標準值電阻器a中選擇良好的起點是選擇在1.0 kΩ-10 kΩ的范圍內。R5的值為5.11 kΩ，R6的值為1.65 kΩ。R1、R2、C12可以將分壓器連接到SD引腳以設置調節器的最小工作電壓Vin（min）。如果這個功能是必需的，最簡單的方法來選擇分頻器電阻器值用于選擇R1的值（在10 kΩ之間（建議使用100 kΩ），然后根據以下公式計算R2：

電容器C12為分頻器提供濾波。電壓當使用外部設定點分配器可能需要夾緊高輸入電壓條件下的SD引腳。參考標志利用了LM5005的全量程（7V至75V）；因此，這些元件可以省略。在SD引腳打開的情況下電路LM5005一旦Vcc UVLO閾值響應很滿意。R7，C11功率二極管上的緩沖網絡減少了響鈴在交換節點有尖峰。鈴聲過大尖峰可能導致操作不穩定，并耦合尖峰和輸出噪聲。在極限范圍內，峰值超過額定值LM5005或再循環二極管會損壞這些設備。通過經驗方法選擇緩沖器的值是最好的方法。首先，確保減震器連接的長度非常短。對于LM5005 a電阻器的典型電流水平在5和20歐姆之間就足夠了。增加價值緩沖電容的結果是更多的阻尼，但更高損失。選擇一個最小值C11，該值在高負載下提供相當于SW引腳波形的阻尼。R4、C5、C6這些元件配置誤差放大器增益特性，以實現穩定的整體環路增益。一電流模式控制的優點是能夠關閉只有兩個反饋元件的回路，R4和C5。這個總環路增益是調制器增益和誤差放大器增益。LM5005的直流調制器增益為具體如下：直流增益（MOD）=Gm（MOD）x RLOAD=2xRLOAD調制器的主低頻極點由負載電阻（RLOAD）和輸出容量（COUT）決定。此極的轉角頻率為：fp（MOD）=1/（2πr負載COUT）對于RLOAD=5Ω和COUT=177μF，則fp（MOD）=180Hz直流增益（MOD）=2 x 5=10=20 dB對于圖1的設計示例，以下調制器增益與頻率特性的測量如所示圖8。

部件R4和C5將誤差放大器配置為II型配置，在單位有一個極點，在fZ=1/（2πR4C5）。誤差放大器零點抵消調制器極在環路增益的交叉頻率處留下單極響應。在交叉頻率產生一個非常穩定的環路，相位裕度為90。對于設計示例，目標環路帶寬（交叉頻率）為20 kHz。補償網絡工作零點（fZ）應至少選擇小于目標交叉頻率一個數量級的mag  nitude。這會使R4和C5的乘積產生期望的補償網絡零點（1/（2πR4 C5）小于2kHz。增加的R4按比例減小C5時，誤差增大放大器增益。相反，按比例減少R4增加C5，減小誤差放大器增益。為了設計選擇0.01μF的示例C5和R4對于49.9 kΩ。這些值配置了320 Hz時的補償網絡工作零點。頻率誤差放大器增益大于fZ為：R4/R5，約為10（20dB）。

整個循環可以預測為調制器增益和誤差放大器增益。

如果網絡分析儀可用，調制器增益可以測量和誤差放大器增益可以配置為期望的回路傳遞函數。如果網絡分析儀沒有可用的誤差放大器補償元件按照給出的指導方針進行設計。階躍負載瞬態可以進行測試以驗證可接受的性能。階躍負載的目標是最小過沖和阻尼回應。可將C6添加到補償網絡中降低誤差放大器的噪聲敏感性。價值觀C6的值必須足夠小，因為電容器在誤差放大器傳遞函數中增加一個極點。這個極點必須遠遠超過環路交叉頻率。C6加極點位置的一個很好的近似是：fp2=fz x C5/C6。另一種降低誤差放大器噪聲敏感度是連接一個電容器

申請信息（續）

從COMP引腳到AGND引腳。使用這個時方法電容值不應超過100pF。降低偏置功耗在高輸入電壓下工作的降壓調節器可以為IC的偏壓提供可觀的功率。VCC調節器必須將輸入電壓VIN降壓至a標稱VCC電平為7V。在VCC調節器轉化為內部的大功率損耗Vcc調節器。有幾種技術可以顯著降低這種偏壓調節器的功耗。圖11和圖12描述了兩種使IC偏離輸出電壓。在每種情況下，內部Vcc調節器用于初始偏置VCC引腳。輸出電壓為建立后，VCC引腳電位提高到標稱7V調節水平以上，從而有效地禁用內部VCC調節器。施加在VCC引腳上的電壓應切勿超過14V。VCC電壓不得大于14V比車輛識別號電壓高。

申請信息（續）

PWB板布局和熱

考慮事項圖1中的電路既是LM5005和用于LM5005。在降壓調節器中有兩個回路電流轉換很快。第一個循環從輸入電容器，至調節器VIN引腳，至調節器SW引腳，到電感器然后輸出到負載。第二個循環從輸出電容器接地到調節器PGND引腳，到調節器是引腳，到二極管陽極，到然后把電感器輸出到負載。最小化循環這兩個回路的面積減小了雜散電感和盡量減少噪音和可能的不穩定操作。接地建議在PC板上安裝平面將輸入濾波器電容器連接至輸出濾波器電容器和調節器的PGND引腳。連接所有低功率接地連接（CSS、RT、CRAP）直接連接至調節器AGND引腳。連接AGND和PGND引腳一起穿過平臺上部的銅區域覆蓋整個設備底部。在下面放置幾個通孔接地層的銅面積。功率消耗最高的兩個組件是再循環二極管和LM5005調節器IC。最容易方法來確定LM5005用于測量總轉換損耗（引腳-然后減去肖特基二極管的功率損耗，輸出電感和緩沖電阻。近似肖特基二極管的損耗是P=（1-D）x Iout x Vfwd。安輸出電感器功率的近似值為P=IOUT2 x Rx 1.1，其中R是電感器的直流電阻，并且1.1系數是交流損耗的近似值。如果一個怠慢者使用時，可通過觀察兩處的電阻電壓降，用示波器估算功率損耗打開和關閉轉換。調節器有一個可調節的熱墊，以幫助功耗。添加幾個裝置下的過孔將大大減少調節器結溫。選擇具有裸露的焊盤有助于二極管的功耗。

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