特征

50%占空比，變頻控制

共振半橋

高精度振蕩器

工作頻率高達500 kHz

兩級OCP：頻移和鎖定

關閉

與PFC控制器的接口

閉鎖禁用輸入

輕負載下的突發模式操作

電源開/關順序輸入或

斷電保護

單調輸出的非線性軟啟動

電壓上升

600 V形軌兼容高壓側閘門驅動器

集成自舉二極管和高dv/dt

免疫

-300/800 mA高低壓側閘門

具有UVLO下拉功能的駕駛員

DIP16，SO16N包裝

應用

LCD和PDP電視

臺式PC，入門級服務器

電信SMPS

高效工業用開關電源

交直流適配器，開放式開關電源

說明

L6599A是對之前的L6599的改進版。它是一個雙端控制器特定于串聯諧振半橋拓撲。它提供50%的補充占空比：高壓側開關和低壓側開關被驅動開/關180°異相完全在同一時間。輸出電壓調節是通過調節操作來實現的頻率。在關閉一個開關和打開開關之間插入一個固定的死區時間另一個保證軟開關，并實現高頻操作。為了用自舉方法驅動高壓側開關，集成電路包含一個高壓浮式結構能夠承受600伏以上的同步驅動高壓替代外部快速恢復引導二極管的DMO。集成電路使設計者能夠通過以下方式設置轉換器的工作頻率范圍外部可編程振蕩器。啟動時，為防止不受控制的涌入電流，開關頻率從可編程最大值，并逐漸衰減，直到達到穩定狀態由控制回路確定的值。這種頻率偏移是非線性的，以最小化輸出電壓超調；其持續時間也是可編程的。在輕負載下，集成電路可以進入受控的突發模式操作，以保持轉換器投入消耗最小化。集成電路功能包括一個非鎖存有源低禁用輸入，其電流滯回可用于功率排序或限電保護，OCP的電流感應輸入，頻率換檔和延遲停機，自動重啟。一個更高級別的OCP鎖定IC if一級保護不足以控制一次電流。它們的組合提供全面的過載和短路保護。附加鎖存禁用輸入（DIS）可以方便地實現OTP和/或OVP。提供了與PFC控制器的接口，使預調節器能夠在故障情況下，如OCP關閉和DIS高，或在突發情況下關閉模式操作。

電氣特性

TJ=0至105°C，Vcc=15 V，VBOOT=15 V，CHVG=CLVG=1 nF；CF=470 pF；RRFmin=12 kΩ；除非另有規定。表5。電氣特性

表5。電氣特性（續）

典型電氣性能

申請信息

L6599A是一種先進的雙端控制器，專門用于諧振半橋拓撲（見圖21）。在這些轉換器中，半橋腿的開關（mosfet）交替打開和關閉（180°異相）的時間完全相同。這是通常稱為“50%占空比”運行，盡管實際占空比，即任何一個開關的接通時間與開關周期的比值，實際上都小于50%。在內部插入一個關閉時間的原因是固定的MOSFET和另一個MOSFET的導通，兩個MOSFET都關閉。這個為了使轉換器正常工作，死區時間是必不可少的：它確保了軟開關實現高效率、低電磁干擾的高頻運行。為了進行轉換器輸出電壓調節，該裝置能夠在不同的模式（圖20），取決于負載條件：

1.重型和中型/輕型負載下的變頻。弛豫振蕩器（參見第7.1節：振蕩器（更多詳細信息）生成對稱三角形波形，MOSFET開關被鎖定在哪個位置。此波形的頻率與由反饋電路調制的電流。因此，油箱回路驅動通過半橋被刺激在一個頻率由反饋回路決定，以保持輸出電壓調節，因此利用其頻率依賴性傳輸特點。

2.無負載或負載很輕的突發模式控制。當負載低于某個值時變頻器進入受控間歇運行，在這種情況下，進行一系列的幾次切換幾乎固定頻率下的周期由長的空閑周期隔開，其中MOSFET處于關閉狀態。負載的進一步降低轉化為更長的怠速然后在平均開關頻率降低。當轉換器完全空載時，平均開關頻率甚至可以降到很少因此，最大限度地減少磁化電流損耗以及與頻率相關的損耗，使其更容易符合節能要求建議。

振蕩器

振蕩器通過電容器（CF）進行外部編程，電容器從引腳3連接（CF）接地，通過網絡連接到插腳4（RFmin）。該引腳提供精確的2伏參考電壓2毫安電源容量和引腳提供的電流越高，則振蕩器頻率為。圖22的方框圖顯示了一個簡化的內部電路解釋操作。加載RFmin管腳的網絡通常由三個分支組成：1連接在引腳和接地之間的電阻RFmin，用于確定最小值工作頻率。2.一種連接在引腳和（發射極接地）光電晶體管集電極之間的電阻RFmax，用于從次級側傳輸反饋信號回到初級側；在工作時，光電晶體管調節電流通過這個分支-因此調制振蕩器頻率-來執行輸出電壓調節；RFmax的值決定了最大頻率的一半電橋在光電晶體管完全飽和時工作。3.一種R-C串聯電路（CSS+RSS），連接在引腳和接地之間啟動時設置頻移（見第7.3節：軟啟動）。注意該支路在穩態運行時的貢獻為零。

以下近似關系適用于最小和最大振蕩器頻率：

將CF固定在100 pF或nF中（與最大源一致RFmin引腳的能力，并將其與設備的總消耗量進行權衡，選擇RFmin和RFmax的值，以便振蕩器頻率能夠覆蓋調節所需的整個范圍，從最小值fmin（最小輸入電壓和最大負載）至最大值fmax（在最大輸入電壓和最小負載）：

在無負載突發模式運行的情況下，對RFmax給出了不同的選擇準則使用（見第7.2節：空載或非常輕負載下的操作）。

在圖23中，振蕩器波形和柵極驅動之間的時序關系信號，以及半橋腿（HB）的擺動節點顯示。注意，當振蕩器三角形上升時，低側柵極驅動打開，而高側柵極驅動當三角形向下傾斜時，驅動器打開。這樣，在啟動時，或者作為集成電路在突發模式操作期間恢復開關，低壓側MOSFET首先接通給自舉電容器充電。因此，引導帶總是帶電的準備好提供高壓側浮動驅動器。

空載或超輕載運行

當諧振半橋輕載或空載時，其開關頻率為達到最大值。在這些條件下保持輸出電壓的控制為了避免失去軟開關，必須有一些重要的剩余電流流過變壓器的磁化電感。然而，這種電流產生了一些防止變頻器空載消耗達到非常低的相關損耗價值觀。為了克服這個問題，L6599A使設計者能夠使轉換器工作間歇式（突發模式操作），一系列開關周期間隔兩個MOSFET都處于關閉狀態的長空閑期，因此平均開關頻率可以大大降低。因此，殘差的平均值因此，磁化電流和相關損耗大大降低使轉換器符合節能建議。L6599A可通過使用引腳5（STBY）在突發模式下運行：如果該引腳下降到1.24伏以下，集成電路進入空閑狀態，其中兩個柵極驅動輸出都很低，振蕩器停止，軟啟動電容器CSS保持其電荷，并且只有2vRFmin引腳的基準保持活動狀態，以最小化IC消耗和Vcc電容出院。當引腳上的電壓超過1.24 V乘以50時，IC恢復正常工作毫伏。要實現突發模式操作，需要將施加到備用引腳上的電壓關聯起來反饋回路。圖24（a）顯示了最簡單的實現，適用于窄輸入電壓范圍（例如，當有PFC前端時）。

基本上，RFmax定義了L6599A進入的開關頻率fmax突發模式操作。固定fmax后，可以從關系中找到RFmax：

注意，與上一節（“第7.1節：振蕩器”）中考慮的fmax不同，這里fmax與大于最小值的某個載荷PoutB相關。PoutB是這樣的變壓器峰值電流足夠低，不會產生可聽噪聲。然而，諧振變換器的開關頻率也取決于輸入電壓；因此，在圖24a所示電路的輸入電壓范圍相當大的情況下PoutB的價值會有很大的變化。在這種情況下，建議使用布置如圖24b所示，其中關于轉換器輸入電壓的信息加上施加在備用引腳上的電壓。由于強烈的非線性關系在開關頻率和輸入電壓之間，用經驗方法求出開關頻率與輸入電壓之間的關系更為實際需要適當的校正量RA/（RA+RB），以盡量減少PoutB的變化。制造一定要選擇總值RA+RB遠大于RC，以盡量減少對線路引腳電壓（見第7.6節：線路感應功能）。無論使用哪種電路，其操作可以描述如下。當負載下降到值PoutB頻率試圖超過最大編程值fmax和備用引腳（VSTBY）上的電壓低于1.24 V。然后，IC停止，兩個柵極驅動輸出都很低，因此半橋腿的兩個MOSFET都處于斷開狀態。電壓由于對能量傳遞停止的反饋反應，VSTBY現在增加，并且超過1.29 V，IC重新啟動開關。過了一會兒，VSTBY又在對能量爆發作出反應并停止IC。這樣，轉換器以突發方式工作開關頻率幾乎恒定的模式。然后進一步降低負荷導致頻率降低，甚至可以降到幾百赫茲。時機圖25的圖表說明了這種操作，顯示了最重要的信號。從備用引腳到地的小電容器（通常為100 pF），放置得盡可能近給IC盡可能減少開關噪聲的拾取，有助于獲得清潔的操作。即使在功率因數校正的情況下也能幫助設計者達到節能要求在系統中，PFC預調節器先于DC-DC轉換器，L6599A允許這樣做PFC預調節器可在突發模式操作期間關閉，因此消除了

該階段的空載消耗（0.5 1W）。這不存在合規性問題，因為有關低頻諧波發射的EMC法規是指額定負載，因此當轉換器在輕載或空載下運行時，應考慮限制。為此，L6599A提供引腳9（PFC U STOP）：通常是開路集電極輸出開路，當IC在突發模式操作期間空閑時，即被斷言為低電平。這個信號是外部用于關閉PFC控制器和預調節器，如中所示圖26。當L6599A處于UVLO時，引腳保持打開狀態，以便PFC控制器啟動

軟啟動

一般來說，軟起動的目的是逐步增加變流器功率啟動時的能力，以避免過大的涌流。共振變頻器輸出功率與頻率成反比，軟啟動由從初始高值掃頻，直到控制回路接管為止。利用L6599A變頻器，只需增加一個R-C系列即可實現軟啟動從針腳4（RFmin）到接地的電路（見圖27，左側）。最初，電容器CSS完全放電，因此串聯電阻器RSS有效與RFmin并行，由此產生的初始頻率由RSS和RFmin確定只不過，由于光耦光電晶體管被切斷（只要輸出電壓不是太大遠離規定值）：

CSS電容器逐漸充電，直到其電壓達到參考電壓（2 V），因此，通過RSS的電流為零。這通常是通過選擇常量RSS·CSS施加5次。在Css上達到2v之前輸出電壓應已接近規定值，反饋回路已接近接上后，使它由光電耦合器決定光電晶體管的工作頻率從那一刻起。在頻率掃描階段，工作頻率會隨著CSS的指數電荷，也就是說，最初它變化比較快，但是變化的速率變得越來越慢。這抵消了坦克的非線性頻率依賴性使變換器功率容量隨頻率變化很小的電路共振，當頻率接近共振頻率時變化非常快（參見圖27，右）

因此，平均輸入電流平穩增加，而不會出現峰值線性掃頻，輸出電壓幾乎達到規定值沒有過沖。

通常，RSS和CSS是基于以下關系選擇的：式5

建議至少在fstart 4次。CSS的建議標準是相當經驗性的，是有效的軟啟動行動和有效的OCP（見下一節）。請參考圖27的時序圖來查看軟啟動階段的有效信號。

電流感應、OCP和OLP

諧振半橋本質上是電壓模式控制；因此是電流感測輸入僅用作過電流保護（OCP）。與PWM控制的轉換器不同，后者的能量流由主開關（或開關），在諧振半橋中，占空比固定，能量流動由開關頻率控制。這會影響電流限制的方式實現。而在PWM控制的轉換器中，能量流可以簡單地通過當感應到的電流超過預設值時，提前終止開關導通閾值（這通常被稱為循環限制），在共振半橋開關頻率，也就是說，它的振蕩器頻率必須增加，而這不能與關閉開關一樣快：至少需要下一個振蕩器周期才能看到頻率變化。這意味著，要有一個有效的增加能改變能量流量顯著時，頻率的變化率必須比頻率慢本身。這又意味著逐周期限制是不可行的，因此，輸入到電流感應輸入端的一次電流信息必須以某種方式平均值。當然，平均時間不能太長，以防止一次電流避免達到過高的數值。在圖28中，對幾種電流傳感方法進行了說明跟隨。圖28a中的電路比較簡單，但是感測電阻Rs上的損耗可能不可忽略，損害效率；圖28b的電路更復雜，但是幾乎無損，當效率目標非常高時推薦使用。

L6599A配備有電流感應輸入（引腳6，ISEN）和過電流管理系統。ISEN引腳內部連接到第一個的輸入端比較器，參考0.8 V，第二個比較器的比較器參考1.5 V。如果圖28中任一電路向引腳施加的外部電壓超過0.8 V，第一個打開開關，就會觸發內部放電軟啟動電容器CSS（見第7.3節：軟啟動）。這很快增加了振蕩器從而限制了能量的傳遞。放電持續到ISEN引腳下降了50毫伏；平均時間在10/fmin范圍內，可確保有效頻率上升。在輸出短路情況下，此操作將導致恒定峰值一次電流。ISEN引腳上的電壓可能超過0.8 V是正常的；但是，如果ISEN引腳上的電壓達到1.5V，觸發第二個比較器，即L6599A在門驅動輸出和PFC U停止引腳低的情況下關閉和鎖定，因此關閉整個裝置。IC的電源電壓必須低于UVLO閾值，然后再次高于啟動級別才能重新啟動。這樣的事件如果軟啟動電容CSS過大，使其放電速度不夠快，可能發生這種情況或在變壓器磁化電感飽和或二次繞組短路的情況下整流器。在圖28a所示的電路中，一個感測電阻器串聯到使用低側MOSFET，注意諧振電容的特殊連接。在這個通過Rs的電壓與流過高壓側MOSFET的電流有關除了諧振所需的時間外，大部分開關周期都是正的低側MOSFET關閉后的反向電流。假設時間RC濾波器的常數至少是最小開關頻率fmin的10倍Rs的近似值可通過經驗公式得出：

其中ICrpkx是流經諧振電容器的最大期望峰值電流以及變壓器的一次繞組，這與最大負載和最小輸入電壓。

圖28b所示的電路可以用兩種不同的方式操作。如果電阻RA in串聯到CA很小（不超過100Ω，只是為了限制電流尖峰）其工作原理類似于電容式電流分壓器；CA通常選擇等于或小于Cr/100，并且是一種低損耗類型，感測電阻RB選擇如下：

CB是指RB·CB在10/fmin范圍內。如果串聯到CA的電阻RA不小（在這種情況下，通常選擇10 kΩ），該電路的工作方式類似于諧振電容器Cr上紋波電壓的分壓器，這又與它通過Cr電抗的電流有關選擇等于Cr/100或更低，這次不一定是低損耗類型，而RB（前提是<<RA）根據：

其中CA（XCA）和Cr（XCr）的電抗應按以下頻率計算ICrpk=ICrpkx。同樣，CB是這樣的，RB·CB在10/fmin的范圍內。無論使用哪種電路，Rs或RB的計算值都應視為第一個實驗驗證后需要調整的切割值。在過載或輸出短路，但輸出電流通過二次繞組和整流器在這種情況下，如果連續不斷地進行，可能會危及變流器的安全流動的。為防止在這些情況下發生任何損壞，通常應強制變頻器的間歇運行，為了使平均輸出電流達到這樣的值變壓器和整流器的熱應力易于處理。使用L6599A，設計者可以在外部編程最大時間TSH變頻器允許過載或短路運行。持續時間小于TSH的過載或短路不會導致任何其他動作，因此提供系統對短時間現象有免疫力。如果超過TSH，則過載啟動保護（OLP）程序，關閉L6599A，并且持續過載/短路，導致在用戶定義的占空比下連續間歇運行。

該功能通過電容器CDelay和并聯電路2引腳（延遲）實現電阻器R接地。當ISEN引腳上的電壓超過0.8 V時OCP比較器，除了放電CSS，打開一個內部電流發生器從延遲管腳引出150μA的電源，并對CDelay充電。過載/短路時，OCP比較器和內部電流源被反復激活，CDelay被一個基本上取決于電流的時間常數的平均電流充電CSS傳感濾波電路及諧振電路的特性；放電考慮到相關的時間常數通常是更久了。

此操作持續到CDelay上的電壓達到2V，這定義了時間TSH。TSH與CDelay之間沒有簡單的關系，因此用實驗方法測定CDelay。作為粗略指示，當CDelay=1μF時，TSH在100毫秒的命令。一旦CDelay在2v電壓下充電，CSS放電的內部開關將被強制低電壓無論OCP比較器輸出如何，且150μA電流源為持續接通，直到CDelay上的電壓達到3.5 V。該相位持續：

TMP以ms表示，CDelay以μF表示。在此期間，L6599A以一定頻率運行接近fstart（見第7.3節：軟啟動），以最小化諧振電路內的能量。當CDelay上的電壓為3.5 V時，L6599A停止開關，PFC U停止引腳拉低了。同時內部發電機也關閉，這樣CDelay現在慢慢放電由RDelay。當CDelay上的電壓低于0.3 V時，IC重新啟動，這需要：

圖29的時序圖顯示了這個操作。注意，如果在TSTOP期間L6599A（Vcc）的電壓低于UVLO閾值，IC記錄事件并如果V（延遲）仍然存在，則Vcc超過啟動閾值后不會立即重新啟動高于0.3 V。只要V（延遲）大于0.3 V，PFC U停止引腳也會保持在低水平0.3 V。還應注意，如果過載持續時間小于TSH，則TSH的值如果它們彼此靠近，則下一個過載較低。

閉鎖停機

L6599A配備有一個比較器，具有外部非反轉輸入可在引腳8（DIS）處使用，并在內部參考1.85 V.作為引腳上的電壓超過內部閾值，IC立即關閉，其消費降低到一個低值。信息被鎖定，有必要讓VCC引腳上的電壓低于UVLO閾值，以重置閂鎖并重新啟動IC。此功能可通過以下方式輕松實現閉鎖式過熱保護用分壓器使引腳偏離外部參考電壓（如引腳4，RFmin），其中上電阻是一個NTC，物理上靠近像MOSFET這樣的加熱元件，或者次級二極管或變壓器。OVP也可以實現，例如通過檢測輸出電壓和傳輸通過光耦的過電壓條件。

線路感應功能

當轉換器的輸入電壓低于指定的范圍，并讓它重新啟動時，電壓回到該范圍內。感覺到電壓可以是整流和濾波的電源電壓，在這種情況下，功能起作用作為斷電保護，或者，在具有PFC預調節器前端的系統中，輸出PFC級的電壓，在這種情況下，該功能起到通電和斷電的作用排序。

L65A通過內部欠壓關閉比較器，如圖30方框圖所示，其非反相輸入為可在針腳7（線路）處獲得。比較器內部參考1.24 V，并禁用如果施加在線路引腳上的電壓低于內部參考電壓。在這些下面條件：軟啟動放電，PFC U停止引腳打開，消耗IC減小。當針腳上的電壓高于參考。比較器提供了電流滯后，而不是更常見的電壓滯后：只要在線路引腳低于參考值，如果電壓高于參考值，則斷開。這種方法提供了額外的自由度：可以將通過適當選擇外部分隔器（見下文）。與電壓滯后，相反，固定一個閾值自動修復另一個，取決于比較器的內置遲滯。

當線路欠壓激活時，啟動發電機繼續工作，但沒有PWM活動，因此Vcc電壓（如果不是由其他電源提供）持續在啟動和UVLO閾值之間振蕩，如的時序圖所示圖30。作為附加安全措施（例如，低壓側電阻器開路或缺失，或非功率因數校正系統，如果輸入電壓異常高當引腳超過7 V時，L6599A關閉。如果其電源電壓始終高于UVLO閾值，當電壓低于7v時，IC重新啟動。當設備運行時，線路引腳是一個高阻抗輸入，連接到值電阻，因此它容易拾取噪聲，這可能會改變關閉閾值或在ESD測試期間，給出IC意外關閉的原因。可以繞過銷用以防止任何小電容器故障。

如果不使用該功能，則針腳必須連接到大于1.24 V的電壓，但是低于6 V（7 V閾值的最壞情況值）。

引導段

浮動高壓側部分的電源通過自舉電路獲得。這種解決方案通常需要一個高壓快速恢復二極管（DBOOT，圖31a）來給自舉電容器CBOOT充電。在L6599A專利集成結構中，替換這個外部二極管。它是通過一個工作在第三象限，與低壓側驅動器（LVG）同步驅動，二極管插入如圖31b所示。

二極管可以防止任何電流從VBOOT引腳流回Vcc當泵的內部電容器不完全時，電源會迅速關閉。驅動同步DMO的電壓高于電源電壓Vcc必要的。該電壓通過內部電荷泵獲得（圖31b）。bootstrap結構在給CBOOT充電時引入電壓降（即當低壓側驅動器打開），這會隨著工作頻率和外部功率MOSFET。它是R（DS）上的下降和向前下降的總和穿過串聯二極管。在低頻時，這種下降非常小，可以忽略不計，但是，隨著工作頻率的增加，必須將其考慮在內。事實上，下降降低驅動信號的振幅，并可顯著提高外接高邊MOSFET及其導電損耗。此問題適用于設計具有高諧振頻率的轉換器（表示，>150 kHz），因此它們在高頻率下也在滿載下運行。否則，轉換器運行在高頻輕載下，電流在半橋的mosfet中流動腿是低的，所以，一般來說，R（DS）上升不是問題。然而，檢查一下是明智的不管怎樣，下面的等式對于計算引導程序上的下降是很有用的：

其中Qg是外部功率MOSFET的柵極電荷，R（DS）ON是bootstrap dmo（150瓦，典型值）和Tcharge是引導驅動程序的打開時間，它大約等于轉換周期減去死區時間TD的一半。例如，使用MOSFET的柵極總電荷為30nc，自舉驅動器上的壓降約為3v200 kHz的開關頻率：

如果引導驅動器的顯著下降是一個問題，外部超快二極管可以使用，因此節省了對內部DMO的R（DS）上的刪除。

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