工作電源IC電壓為5V

至12V母線

高達1.3A柵電流能力

TTL兼容5位可編程

輸出符合VRM 9.0：1.100V至1.850V，二進制0.025V

電壓模式PWM控制

輸出精度高：±1%過線和溫度

變化

快速負載瞬態響應：從0%到100%占空比

電源良好輸出電壓

過壓保護和

監視器

實現過電流保護

使用上MOSFET的RdsON

200kHz內部振蕩器

外部可調振蕩器

從50KHz到1MHz

軟啟動和抑制功能

應用

高級電源

核心微處理器

分布式電源

大功率DC-DC調節器

說明

該設備是一種電源控制器，專門設計用于為大電流微處理器提供高性能的DC/DC轉換。精確的5位數模轉換器（DAC）允許調整輸出電壓從1.30V到2.05V，50mV二進制步進，從2.10V到3.50V，采用100mV二進制步進。高精度的內部基準確保選擇的輸出電壓在±1%以內。高峰當前的門驅動器提供了快速切換到提供低開關損耗的外部功率mos。該裝置保證了對負載的快速保護過電流和負載過電壓。外部SCR是在發生故障時觸發撬開輸入電源過電壓。還提供了內部撬棍只要檢測到過電壓，就打開低側mosfet。如果檢測到過電流，軟啟動電容器放電，系統在打嗝模式下工作。

電氣特性（VCC=12V，環境溫度=25°C，除非另有規定）

設備說明

該器件是采用BCD技術實現的集成電路。它提供完整的控制邏輯和保護為高性能降壓DC-DC轉換器優化微處理器電源。它是設計的在同步整流buck拓撲中驅動N溝道mosfet。該裝置工作正常，Vcc范圍從5V到12V，并從1.26V功率級電源電壓（Vin）開始調節輸出電壓。這個轉換器的輸出電壓可精確調節，可編程VID引腳，從1.100V到1.850V采用25mV二進制步進，溫度和線電壓變化的最大公差為±1%。這個該裝置提供快速瞬態響應的電壓模式控制。它包括一個200kHz的自激振蕩器從50kHz到1MHz可調。誤差放大器具有15MHz的增益帶寬乘積和10V/μs的轉換率，允許高轉換帶寬以實現快速瞬態性能。產生的PWM占空比范圍為0%到100%。設備防止過電流情況進入卡滯模式。設備通過使用上部MOSFET的rDS（ON）消除了對電流敏感電阻的需要。該設備提供SO20包裝

振蕩器

開關頻率在內部固定為200kHz。內部振蕩器產生三角形波形為PWM充放電與恒流內部電容器。電流輸送到振蕩器通常為50μA（Fsw=200kHz），可以使用連接在RT引腳和GND或VCC。因為RT引腳保持在固定電壓（典型。1.235V），頻率可變按比例地從銷釘上沉（壓）入的電流。特別是連接到GND的頻率增加（電流從引腳下沉），根據以下關系：

將RT連接到VCC=12V或VCC=5V時，頻率降低（電流被強制進入引腳），根據與以下關系：

開關頻率變化與RT的關系如圖1所示。請注意，向該引腳施加50μa電流時，由于沒有電流傳輸到振蕩器。

數模轉換器

內置的數模轉換器允許將輸出電壓從1.30V調整到2.05V50mV二進制步進，2.10V到3.50V，100mV二進制步進，如前表1所示。這個對內部基準進行了微調，以確保1%的精度。調節的內部參考電壓由電壓識別（VID）引腳編程。這些是內部DAC的TTL兼容輸入，通過提供內部參考電壓的一系列電阻實現。VID代碼驅動多路復用器，該多路復用器在分隔線的點。DAC輸出被傳送到獲得VPROG參考電壓的放大器（即誤差放大器的設定值）。提供內部上拉（通過5μa電流發生器實現）；在這種情況下這樣，編程邏輯“1”就足夠讓引腳浮動，而編程邏輯“0”就足夠短了引腳接地。電壓識別（VID）引腳配置還設置功率良好閾值（PGOOD）和過壓保護（OVP）閾值。VID代碼“11111”禁用該設備（作為SS引腳上的短路），并且不調節輸出電壓。

軟啟動和抑制

在啟動時，通過10μa恒定電流向外部電容器CSS充電，產生斜坡，如如圖1所示。當軟啟動電容器（VSS）上的電壓達到0.5V時，低功率MOS被導通至dis 給輸出電容充電。當VSS達到1V（即振蕩器三角波的下限）時，上限MOS開始開關，輸出電壓開始增加。VSS增長電壓最初鉗制誤差放大器的輸出，因此VOUT線性增加，如圖2所示。在這個階段，系統以開環的方式工作。當VSS等于VCOMP時松開誤差放大器輸出端的鉗位。在任何情況下，誤差放大器輸入端的另一個箝位保持激活狀態，允許VOUT以較低的斜率增長（即VSS電壓的斜率，見圖2）。在第二階段，系統以閉環方式工作，參考值不斷增加。當輸出電壓達到所需的值VPROG，以及誤差放大器輸入上的箝位被移除，軟啟動完成。Vss增加到最大值約為4V。如果VCC和OCSET引腳同時存在，軟啟動將不會發生，并且相關引腳內部對地短路不超過自己的啟動閾值。在正常運行期間，如果在其中一個兩個電源中，SS引腳內部對GND短路，因此SS電容器迅速放電。器件進入抑制狀態，迫使SS引腳低于0.4V。在這種情況下，兩個外部MOSFET保持不變關閉。

司機室高、低壓側驅動器的驅動能力允許使用不同類型的功率MOS（也可以是多個MOS降低RDSON），保持快速開關轉換。低壓側mos驅動器由Vcc直接提供，而高壓側驅動器由啟動引腳提供。采用自適應死區控制來防止交叉傳導，并允許使用多種類型的mos  fet。當下柵極大于200mV時，避免了上mos導通，而下mos導通為如果相位引腳超過500毫伏，則應避免。在任何情況下，上部mos在低壓側關閉。在5V和12V時，上（圖3）和下（圖4）驅動器的峰值電流都是4nF電容性的這些測量中使用了荷載。對于較低的驅動器，源峰值電流為1.1A@Vcc=12V和500mA@Vcc=5V，而sink峰值則為電流為1.3A@Vcc=12V，500mA@Vcc=5V。同樣，對于上層驅動器，源極峰值電流為1.3A@Vboot Vphase=12V和600mA@VbootVphase=5V，而陷波峰值電流為1.3A@Vboot Vphase=12V和550mA@Vboot Vphase=5V。

監測和保護

輸出電壓通過引腳1（VSEN）進行監控。如果不在編程值的±12%（典型值）范圍內值，則powergood輸出強制為低。當輸出電壓達到比名義上的一個。如果輸出電壓超過此閾值，OVP引腳將被強制高電平，從而觸發外部SCR關閉電源（VIN），只要檢測到過電壓，就會打開下部驅動器。為了執行過電流保護，該裝置比較了高壓側MOS的壓降，因為通過外部電阻（ROCS）的電壓連接在OCSET引腳和漏極之間上莫斯。因此，過電流閾值（IP）可通過以下關系式進行計算：

當IOCS的典型值為200μA時。要計算ROCS值，必須將其視為最大值RDSON（也是隨溫度變化）和IOCS的最小值。為了避免意外觸發過電流保護必須滿足這種關系：

式中∆I為電感紋波電流，IOUTMAX為最大輸出電流。在輸出短路的情況下，軟啟動電容器以恒定電流（10μA典型值）放電，以及SS引腳達到0.5V軟啟動階段重新啟動。在軟啟動過程中，過流保護始終處于活動狀態，如果發生此類事件，設備將關閉兩個MOSFET，SS電容器將再次斷電（在達到約4V的上限值之后）。系統現在在“打嗝”模式下工作，如圖5a所示，在排除過流原因后，裝置重新正常工作電源開關。

電感器設計

電感值由瞬態響應時間、效率和成本之間的折衷來定義還有尺寸。必須計算電感器以維持輸出，并維持輸入電壓變化紋波電流∆IL在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可通過以下關系式計算：

其中fSW是開關頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。圖5b顯示在VIN=5V和VIN=12V的情況下，紋波電流與不同電感值的輸出電壓之比。增加電感值會降低紋波電流，但同時也會降低轉換器負載瞬態響應時間。如果補償網絡設計良好，裝置能夠打開或關閉占空比高達100%或降至0%。響應時間現在是電感器所需的時間將其當前值從初始值更改為最終值。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器提供。響應時間越短，輸出電容越小必修的。負載瞬態的響應時間因負載的應用或移除而不同：如果在負載施加期間，電感器被等于輸入和輸出之間差的電壓充電電壓，在拆卸過程中，它只由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網絡響應足夠快的情況下∆I負載瞬態的近似響應時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。不管怎樣，最壞的case是負載移除后的響應時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

輸出電容器

由于微處理器在進行負載瞬變時要求電流變化超過10A，因此輸出電容器是電源快速響應的基本元件。在事實上，在最初的幾微秒內，它們向負載提供電流。控制器立即識別負載瞬態，并將占空比設置為100%，但電流斜率受電感器值的限制。由于電容器內部的電流變化（忽略英語）

在負載瞬態期間，需要一個最小的電容值來維持電流而不放電。這個輸出電容器放電引起的電壓降可通過以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值，即100%。ESR越低，輸出降越低在負載瞬變過程中，輸出電壓的靜態紋波越低。

輸入電容器

輸入電容器必須承受上部MOS導通時產生的紋波電流，因此必須具有低ESR，以盡量減少損耗。該紋波的rms值為：

其中D是占空比。當D=0.5時，方程達到最大值。最壞情況下的損失是：

補償網絡設計

控制回路是一種電壓模式（圖7），它使用降速功能來滿足VRM的要求模塊化，減小了輸出電容器的尺寸和成本。這種方法“恢復”了負載瞬態中由于輸出電容器ESR引起的部分壓降，引入了輸出電壓對負載電流的依賴性：在輕負載下，輸出電壓將高于標稱水平，而在高負載下，輸出電壓將低于標稱值。

如圖6所示，ESR降在任何情況下都存在，但使用降速函數，則輸出電壓最小。實際上，降速功能引入了與輸出電流成比例的靜態誤差（圖6中的Vdroop）。由于不存在感應電阻，因此使用電感的固有電阻（幾個mΩ）。因此，在反饋信號中加入低通濾波電感電壓（即電感電流），以簡單的方式實現下垂功能。指的是如圖7所示，閉環系統的靜態特性為：

式中，VPROG是數模轉換器的輸出電壓（即設定值），RL是電感抵抗。方程的第二項允許在零負載（∆V+）下產生正偏移；第三項引入下垂效應（∆VDROOP）。注意，如果出現以下情況，下垂效應等于ESR降：

考慮到先前的關系，可以確定R2、R3、R8和R9，以獲得期望的下垂效應如下：為R2選擇一個在數百KΩ范圍內的值，以獲得另一個的實際值組件。

根據上述等式，得出：

其中IMAX是最大輸出電流。

必須選擇部件R3，以獲得R3<<R8//R9，以允許這些和連續的簡化。因此，在降速功能下，輸出電壓隨著負載電流的增加而降低，因此直流輸出阻抗等于電阻路徑。當輸出阻抗與頻率恒定時，很容易驗證負載傳輸下的輸出電壓偏差最小。為了選擇補償網絡的其他元件，考慮了電壓環的傳遞函數。為了簡化分析，假設R3<<Rd，其中Rd=（R8//R9）。

可以忽略R8與相位的連接來計算傳遞函數，因為，正如后面將要看到的，這種連接只有在低頻時才重要。所以R4被認為與VOUT有關。在此消耗下，電壓回路具有以下傳遞函數：

注意：為了理解前面假設的原因，必須考慮圖9中的方案。在該方案中，由于在頻率范圍內，電感電流被負載電流代替對于下垂函數來說，這些電流基本上是相同的，并且假設下垂網絡不代表電感器充電。

因為在感興趣的范圍| Gloop |>>1。為了得到一個平坦的形狀，考慮的關系自然會隨之而來。應用思路：1.100V至1.850V/25A圖10顯示了電流容量為25A的1.100V至1.850V轉換的應用示意圖。由于器件采用高柵極驅動，高、低壓側的mosfet可以使用三個以上高壓側建議使用STS11NF30L（30V，9mW典型值@Vgs=10V）mosfet，同時建議使用四種mosfet作為低壓側開關。

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