應用程序信息

峰值-峰值驅動電平由INTVCC電壓設置。啟動期間，該電壓通常為5V（參見EXTVCC引腳連接）。因此，在大多數LTC1438/LTC1439中必須使用邏輯電平閾值舊MOSFET應用。唯一的例外是EXTVCC由大于8V（必須小于10V），其中標準閾值可使用mosfet（VGS（TH）<4V）。密切注意也符合BVDSS對MOSFET的規范；許多邏輯電平的mosfet限制在30V或以下。功率mosfet的選擇標準包括“ON”電阻RSD（ON），反向轉移電容CRS，輸入電壓和最大輸出電流。當LTC1438/LTC1439在連續模式下運行頂部和底部mosfet的占空比由

其中δ是RDS（ON）和k的溫度依賴性是與柵極驅動電流成反比的常數。兩個MOSFET都有I2R損耗N通道方程包含了一個附加的傳輸損耗項，它在高輸入電壓下最高。為VIN<20V高電流效率普遍提高對于更大的mosfet，而對于VIN>20V的過渡損耗迅速增加到使用更高的點具有較低CRS的RDS（ON）設備實際提供更高效率。同步MOSFET損耗最大在高輸入電壓或短路時這個開關的周期接近100%。請參閱折疊頁限流部分提供更多應用信息。術語（1+δ）通常用于標準化RDS（ON）與溫度曲線的形式，但是δ=0.005/°C可用作低電壓MOSFET。通常在MOSFET中指定crs特點。常數k=2.5可用于主要估計這兩個術語的貢獻開關耗散方程。圖1所示的肖特基二極管D1提供兩個目的。連續同步運行時，D1在兩個大功率mosfet。這會阻止身體底部MOSFET二極管的導通與存儲在死亡時間充電，這可能會花費效率為1%。在低電流運行期間，D1與小型頂部MOSFET一起工作，以提供一種高效的低電流輸出級。一輛1A肖特基是由于相對較小的平均電流，這兩個區域通常是一個很好的折衷方案。

CIN與COUT選擇

在連續模式下，頂部的源電流N溝道MOSFET是一種占空比為VOUT/VIN的方波。為了防止大電壓瞬變，低ESR輸入最大均方根電流的電容器尺寸必須為用過。最大均方根電容電流由下式得出：

此公式在VIN=2VOUT時有一個最大值，其中IRMS=IOUT/2。這種簡單的最壞情況通常是用于設計，因為即使是重大偏差也不會給我很多安慰。注意電容器制造商的紋波目前的評級通常只基于2000小時的壽命。因此建議進一步降低電容器或選擇額定溫度高于必修的。幾個電容器也可以并聯到滿足設計尺寸或高度要求。總是如有任何問題，請咨詢制造商。

應用程序信息

COUT的選擇取決于所需的有效性串聯電阻（ESR）。通常，一旦ESR要求得到滿足，電容就足以進行濾波。輸出紋波（∆VOUT）近似為：

式中f=工作頻率，COUT=輸出電容和∆IL=電感器中的紋波電流。輸出紋波在最大輸入電壓下的最大值，因為∆IL增加輸入電壓。在∆IL=0.4IOUT（MAX）的情況下在最大車輛識別碼（VIN）下，紋波小于100毫伏，假設：需要ESR<2RSENSE尼奇康、聯合化學和三洋應考慮采用高性能通孔電容器。OS-CON半導體電介質三洋提供的電容器最低（ESR尺寸）鋁電解產品更高的價格。一旦ESR對COUT的要求均方根電流額定值通常遠遠超過IRIPLE（P-P）要求。在表面貼裝應用中，多個電容器可能必須并聯以滿足ESR或RMS電流申請的處理要求。鋁電解鉭電容器和干鉭電容器都有表面安裝配置。在鉭的情況下，它是對電容器進行浪涌測試以用于開關電源。最好的選擇是AVXTPS系列表面貼裝鉭鉭合金高度從2毫米到4毫米。其他電容器類型包括三洋OS-CON、Nichicon PL系列和Sprague593D和595D系列。其他請咨詢制造商具體建議。

INTVCC調節器

內部P通道低壓差調節器產生5伏電壓在來自VIN電源引腳的INTVCC引腳。INTVCC電源LTC1438內的驅動器和內部電路/LTC1439。INTVCC引腳調節器可提供40毫安和必須以至少2.2μF的溫度旁路接地鉭或低ESR電解電容器。良好的旁路對提供高瞬態電流是必要的需要MOSFET柵極驅動器。大型mosfet的高輸入電壓應用高頻驅動可能導致LTC1438/LTC1439的最高結溫額定值被超越。IC電源電流由不使用輸出時的柵極充電電源電流派生的EXTVCC源。門電荷取決于工作頻率如效率考慮部分所述。結溫可通過使用電氣特性。例如，LTC1439是30V電源限制在21mA以下：TJ=70°C+（21毫安）（30伏）（85°C/W）=124°C以防止最高結溫超過時，必須檢查輸入電源電流在最大車輛識別碼（VIN）下以連續模式運行。

EXTVCC連接

1.LTC1438/LTC1439包含一個內部P通道MOSFET開關連接在EXTVCC和INTVCC引腳。當施加到EXTVCC的電壓升高時高于4.8V時，內部調節器關閉，并且內部開關閉合，將EXTVCC引腳連接到INTVCC引腳，從而為IC提供內部電源。這個只要施加電壓到EXTVCC保持在4.5V以上，這允許MOSFET來自輸出的驅動器和控制功率在正常情況下<9V輸出失去調節時的內部調節器（啟動、短路）。不得對EXTVCC引腳，并確保EXTVCC≤VIN。通過通電可以實現顯著的效率提高由于VIN電流產生來自驅動器和控制電流將通過占空比/效率系數。對于5V調節器電源是指將EXTVCC引腳直接連接到VOUT。但是，對于3.3V和其他低壓調節器，需要額外的電路來獲得INTVCC功率從輸出。下表總結了EXTVCC的四種可能連接：1EXTVCC左開（或接地）。這將導致INTVCC由內部5V調節器供電在高投入時效率損失高達10%電壓。

2.EXTVCC直接連接到VOUT。這是正常現象連接5V調節器并提供最高效率。EXTVCC連接到輸出派生的boost網絡。對于3.3V和其他低壓調節器，

3.效率通過將EXTVCC連接到輸出電壓已被提升到大于4.8V。這可以通過感應升壓繞組如圖4a所示或電容式電荷泵如圖4b所示泵具有簡單磁性的優點。

4.EXTVCC連接到外部電源。如果外部電源在5V至10V范圍內可用（EXTVCC≤VIN），它可用于為EXTVCC供電

與MOSFET柵極驅動要求兼容。當驅動標準閾值MOSFET時，外部電源必須在運行期間始終存在防止由于柵極驅動不足而導致的MOSFET失效。

上部模塊MOSFET驅動器電源（CB，DB）連接到升壓裝置的外部自舉電容器CB1和BOOST 2引腳為上部模塊MOSFET。功能圖中的電容器CB通過來自INTVCC的二極管DB充電，當SW1（SW2）引腳低。當上面的一個MOSFET在接通時，驅動器將CB電壓所需MOSFET的柵源。這增強了MOSFET并打開上部開關。開關節點電壓SW1（SW2）上升至VIN和升壓1（增壓2）引腳跟隨。在上面的MOSFET打開的情況下，增壓電壓高于輸入電源：VBOOST=VIN+VINTVCC。升壓電容器CB的值需要是總輸入電容的100倍上部模塊MOSFET。數據庫的反向故障必須大于VIN（最大值）。

輸出電壓編程

LTC1438/LTC1439具有引腳可選輸出電壓編程。LTC1438-ADJ上的控制器1是專用可調控制器。輸出電壓為由VPROG1（VPROG2）引腳選擇，如下所示其他部分：

VPROG1,2=0V電壓1,2=3.3V

VPROG1,2=INTVCC VOUT1,2=5V

VPROG2=打開（直流）VOUT2=可調

除LTC1438-ADJ外，內部電阻分壓器的頂部連接到控制器1中的SENSE–1引腳。對于固定輸出電壓應用，SENSE–1引腳為連接到輸出電壓，如圖5a所示。當使用外部電阻分壓器調節器，VPROG2引腳保持打開狀態（VPROG1在內部LTC1438-ADJ上的左開）和VOSENSE2引腳連接到反饋電阻器，如圖5b所示。可調控制器將迫使外部關注的輸出電壓達到1.19V。

上電復位功能（POR）

上電復位功能（在上不可用LTC1438X）監控第二個控制器，并在打開排水設備時打開它低于適當調節的電壓。一次外部拉升POR2引腳上需要電阻器。當第一次使用電源或從關閉時，POR2輸出保持在地面。當輸出電壓上升到低于最終調節輸出值，內部計數器啟動。此計數器計數216（65536）個時鐘周期后POR2下拉裝置關閉。當輸出電壓達到時，POR2輸出將變低第二個控制器下降到其調節值的7.5%以下值超過約30μs，表示超出規定條件。停機時，運行/SS1RUN/SS2均低于1.3V，POR2輸出為即使調節器的輸出被外部資源。如果車輛識別號（VIN）通電，則在關機期間，POR2輸出激活。

運行/軟啟動功能

RUN/SS1和RUN/SS2引腳分別提供兩種功能。每個引腳提供軟啟動功能和意味著關閉每個控制器。軟啟動減少通過提供內部電流限制。電源排序can也可以使用此銷完成。內部3μA電流源為外部電流源充電電容器CSS。當電壓on RUN/SS1（RUN/SS2）時達到1.3V，允許特定控制器啟動操作。當引腳上的電壓繼續上升時從1.3V到2.4V，內部電流限值也逐漸增大以成比例的線性速率。電流限制從約50mV/RSENSE（VRUN/SS=1.3V）結束NSE/7毫伏/秒時≥150毫伏/秒。輸出電流因此，緩慢上升，減少啟動浪涌電流需要輸入電源。如果RUN/SS已經一直拖到地面在啟動前有一個延遲大約為500ms/μF，隨后的時間與在控制器上達到最大電流。通過拉動低于1.3V的RUN/SS控制器引腳LTC1438/LTC1439投入小電流停機（智商<25μA）。這些引腳可以直接從邏輯驅動如圖6所示。圖6中的二極管D1減少了啟動延遲，但允許CSS緩慢上升提供軟啟動功能；軟啟動時可刪除此二極管和CSS不需要。每個RUN/SS引腳都有一個內部6V齊納夾具（見功能圖）。

折疊限流

如功率MOSFET和D1選擇中所述MOSFET的最壞情況下的耗散發生在短路輸出時，同步MOSFET幾乎連續進行電流限值。在大多數應用不會導致過熱，即使是延長的故障間隔。但是，當熱下沉是在溢價或更高的RDS（ON）mosfet是在使用時，應在根據故障的嚴重程度降低電流。通過添加二極管實現折疊限流輸出和第i個引腳之間的DFB，如中所示功能圖。在硬短路（VOUT=0V）中，電流將減少到最大值的大約25%輸出電流。該技術可用于調節輸出電壓為1.8V或更高的所有應用。

鎖相環與頻率同步

LTC1439有一個內部電壓控制振蕩器以及相位檢測器，其包括鎖相環。這個允許頂部MOSFET開啟鎖定到上升外部源的邊緣。的頻率范圍壓控振蕩器的中心位置為±30%頻率fO

COSC的值是根據期望的操作計算出來的頻率（fO）。假設鎖相環被鎖定（VplLpf=1.19伏）：

所使用的相位檢測器是邊緣敏感型數字型它在外部和內部振蕩器。這種類型的相位檢測器不會鎖定接近VCO中心頻率的諧波。PLL保持范圍∆fH等于捕獲范圍∆fC：∆fH=∆fC=±0.3 fO。相位檢測器的輸出是一對互補的電流源在外部充電或放電PLL LPF引腳上的濾波器網絡。簡化的塊圖表如圖8所示。如果外部頻率fplin大于振蕩器頻率f0SC，則持續提供電流，向上拉動PLL LPF引腳。當外部頻率較低時比f0SC，電流不斷下降，拉低PLL LPF引腳。如果外部和內部頻率是相同但有相位差，電流源打開一段與相位相對應的時間區別。因此，可調整PLL LPF引腳上的電壓直到外部和內部的相位和頻率振蕩器是相同的。在這個穩定的工作點相位比較器輸出開路，濾波電容器

CLP保持電壓。LTC1439 PLLIN引腳必須由低阻抗驅動，如邏輯門靠近銷。任何使用的外部衰減器都需要參考SGND。環路濾波器組件CLP，RLP平滑來自相位檢測器的電流脈沖電壓控制振蕩器的穩定輸入。過濾器組件CLP和RLP決定了環路的速度獲得鎖。通常，RLP=10k，CLP為0.01μF至0.1μF。過濾器的低端需要連接到SGND。可通過外部邏輯驅動PLL LPF引腳以獲得1:1.9頻移。圖9所示的電路將當電壓開啟時，提供從fO到1.9fO的頻率偏移VplLpf從OV增加到2.4V。開啟時不要超過2.4VVPLLLPF

低電池比較器

LTC1438/LTC1439有一個片上電池電量不足的組件，可用于檢測低電池狀態，如圖10所示。電阻器分頻器R3/R4設置比較器觸發點如下：

負極（–）輸入端的分壓

比較器與內部1.19V參考電壓進行比較。A內置20mV磁滯，確保快速切換。這個輸出是一個開漏MOSFET，需要上拉電阻器。當兩個RUN/SS1和RUN/SS2引腳低。參考LTC1538/LTC1539，用于在停機期間激活的比較器。電阻分壓器的低壓側需要連接到中士。

SFB1引腳操作

當SFB1引腳下降到其參考地面以下時1.19V閾值，強制連續模式運行。在連續模式下，無論主開關上的負載如何，都使用大型N通道主開關和同步開關輸出。除了提供邏輯輸入以強制連續同步操作時，SFB1引腳提供了一種方法調節反激式繞組輸出。同步開關的使用消除了電源必須從初級電感器中提取電力來自輔助繞組。循環是連續的模式下，輔助輸出可以不考慮負載一次輸出負載。SFB1引腳提供了一種根據需要強制連續同步運行反激線圈。次級輸出電壓由變壓器與一對外部電阻返回到SFB1引腳，如圖4a所示。圖4a中給出了二次調節電壓VSEC：式中，N是變壓器的匝數比，VOUT是由Sense–1感應到的主輸出電壓。

輔助調節器/比較器

輔助調節器/比較器可用作比較器或低壓差調節器（通過添加外部PNP通電裝置）。

當AUXON引腳上的電壓大于1.19V調節器/比較器開啟。放大器是作為低壓差調節器運行時穩定。這個同一個放大器可以用作比較器逆變輸入連接到1.19V參考電壓。AUXDR引腳內部連接至開路漏極MOSFET，可以下沉到10毫安。電壓開了AUXDR確定內部12V電阻分壓器是否連接到AUXFB，如下所述。AAUXDR和電壓需要上拉電阻器不得超過28V。添加了一個外部PNP通過裝置，一個線性可提供高達0.5A的調節器。作為如圖11a所示，外部PNP連接器的底座與一個上拉電阻器連接至AUXDR引腳。外部集電極的輸出電壓VOAUXPNP由AUXFB引腳感測。可以獲取輔助調節器的輸入電壓從初級電感器上的二次繞組如圖11a所示。在此應用程序中，SFB1引腳調節PNP調節器的輸入電壓（參見SFB1引腳操作），并應設置為約1V至高于輔助設備所需輸出電壓2伏調節器。可能需要齊納鉗位二極管來保持二次繞組合成輸出電壓28V以下AUXDR引腳規格當主要是嚴重的已加載，輔助服務器未加載。AUXFB引腳是調節器的反饋點。安內部電阻分壓器可提供12V輸出只需將AUXFB直接連接到外部PNP。內部電阻分壓器接通當AUXFB處的電壓高于9.5V，且1V處于滯后狀態時。對于其他輸出電壓，外部電阻分壓器反饋至AUXFB，如圖11b所示。輸出電壓VOAUX設置如下：

效率考慮因素

開關調節器的效率等于輸出功率除以輸入功率乘以100%。它是通常有助于分析個人損失以確定是在限制效率和會產生什么樣的變化最大的進步。效率可以表示為：效率=100%–（L1+L2+L3+…）式中，L1、L2等是單個損失的百分比輸入功率。雖然電路中的所有耗散元件都會產生損失，四個主要來源通常占LTC1438/LTC1439電路中的損耗。LTC1438/LTC1439VIN電流、INTVCC電流、I2R損耗和上部模塊MOSFET過渡損失。1VIN電流是中給出的直流電源電流不包括MOSFET驅動器的電氣特性控制電流。VIN電流通常導致較小（<1%）損失，隨車輛識別號（VIN）而增加。

2.INTVCC電流是MOSFET驅動器和控制電流。MOSFET驅動電流結果從開關電源的柵極電容莫斯費茨。每次MOSFET柵極從從低到高再到低，一包電荷dQ移動從INTVCC到地面。得到的dQ/dt是一個電流\通常比控制電路電流。在連續模式下，IGATECHG=f（QT+QB），其中QT和QB是上部和底部MOSFET。因為這個原因大型上部結構和同步mosfet在低電流運行期間關閉小型上部MOSFET和外部肖特基二極管，允許在低電壓下高效、恒頻運行輸出電流。通過從輸出源驅動EXTVCC，駕駛員和控制電流將按占空比因數進行縮放/效率。例如，在20V到5V的應用中，10毫安的INTVCC電流約為3毫安VIN電流。這減少了10%或更多（如果駕駛員直接從VIN）只有百分之幾。

3.I2R損耗由MOSFET，電感器和電流感測器模式平均輸出電流流過L和但在主艙上部被“砍”了MOSFET和同步MOSFET。如果兩者大多數場效應晶體管的RDS大致相同（ON），那么一個MOSFET的電阻可以簡單地求和利用L和RSENSE的電阻來獲得I2R損失。例如，如果每個RDS（ON）=0.05Ω，RL=0.15Ω且RSENSE=0.05Ω，則總電阻為0.25Ω。這導致損失在3%到10%之間當輸出電流從0.5A增加到2A.I2R時損失導致高產量時效率下降電流。

4.過渡損耗僅適用于上部模塊MOSFET只有在高輸入電壓下工作時（通常20V或更高）。過渡損失可從以下方面估算：過渡損耗≈2.5（VIN）1.85（最大值）（CRSS）（f）其他損耗包括CIN和COUT ESR耗散損耗，死區肖特基傳導損耗，而電感器的鐵心損耗，一般占較少超過總額外損失的2%。

檢查瞬態響應

調節器回路的響應可以通過查看負載瞬態響應。開關調節器對直流（電阻）負載中的一個階躍響應的幾個周期電流。當加載步驟發生時，VOUT將等于（∆ILOAD）（ESR）的金額，其中ESR是有效的串聯電阻。∆ILOAD也開始充電或放電產生的反饋誤差信號強制調節器回路適應電流變化把VOUT恢復到穩態值。在這期間可監控恢復時間VOUT是否超調或響鈴表示穩定性問題。第i個圖1中所示的外部組件將證明對大多數應用程序來說補償相等。第二個更嚴重的瞬態是由接通引起的帶有大（>1μF）的負載提供旁路電容器。這個放電旁路電容器有效并聯用COUT，導致VOUT快速下降。沒有調節器可以如果負載開關電阻低，驅動速度快。唯一的解決方案是限制開關驅動器的上升時間，以便負荷上升時間限制在大約（25）（CLOAD）。因此，10μF電容器需要250μs的上升時間，將充電電流限制在200mA左右。

汽車注意事項：插入

點煙器

隨著電池驅動設備的移動，自然有興趣插入點煙器以便在操作過程中保存電池組，甚至為其充電。但在連接之前，請注意：您正在插入地獄的補給。汽車的主電池線是許多惡劣的潛在瞬變的源頭，包括甩負荷、反接蓄電池和雙蓄電池。卸載是由于蓄電池電纜松動造成的。當電纜斷開連接，交流發電機磁場崩潰會引起高達60V的正尖峰衰減到幾百毫秒。反向電池是就像上面說的，雙電池是拖車操作人員發現24V跨接起動曲柄冷發動機比12V快。圖12中所示的網絡是保護DC/DC轉換器免受汽車電池線的破壞。串聯二極管防止電流在電池倒換時流動，而瞬態抑制器鉗制輸入電壓卸載期間。注意瞬態抑制器不應在雙電池運行期間進行，但是必須仍然鉗制輸入電壓低于擊穿轉換器。雖然LT1438/LT1439有一個最大輸入電壓為36V，大多數應用將限于MOSFET BVDSS提供30V電壓

PC板布局檢查表

當布置印刷電路板時，以下內容應使用檢查表確保LTC1438/LTC1439。這些項目在圖13的布局圖中也有圖解說明。在布局中檢查以下內容：

1.高電流電源接地電流路徑是否使用或者穿過信號地的任何部分？這個LTC1438/LTC1438X/LTC1439集成電路具有靈敏的在包裹的一側有別針。這些引腳包括參考信號接地，振蕩器輸入控制器和低電池/比較器輸入。信號接地區域在這一側使用的IC必須返回底部所有輸出電容器的極板。大電流由輸入電容器和地面返回到底部N通道的源MOSFET，肖特基二極管和（–）板的陽極CIN的長度，應盡可能短，并系好到輸出底板的低電阻路徑接地回路電容器。

2.LTC1438/LTC1439 SENSE–1和VOSENSE2引腳是否正確連接到COUT的（+）板？在可調應用中，必須連接電阻分壓器R1/R2在COUT的（+）板和信號接地和高頻去耦電容器應盡可能靠近至LTC1438/LTC1439。

3.SENSE和SENSE+導線是否與最小PC記錄道間距？濾波電容器介于SENSE+1（SENSE+2）和SENSE-1（SENSE-2）之間應盡可能靠近LTC1438/LTC1439。

4.CIN的（+）板是否連接到盡可能靠近上部模塊MOSFET？這個電容器為MOSFET提供交流電流。

5.INTVCC去耦電容器連接是否緊密接地電源之間？該電容器攜帶MOSFET驅動器峰值電流。

6.使交換節點SW1（SW2）遠離敏感的小信號節點。理想情況下是交換節點應放置在距LTC1438最遠的位置/LTC1439。

7.使用低阻抗源，如邏輯門驅動PLLIN引腳，并使導線盡可能短。

PC板布局建議

開關電源印刷電路版圖是最難設計的模擬電路之一。以下建議將有助于合理地在第一次嘗試時關閉解決方案。輸出電路，包括外部開關MOSFET，電感器，二次繞組，感測電阻，輸入電容和輸出電容都非常大與之相關的電壓和/或電流水平。這些組件和輻射場（靜電和/或電磁）必須遠離非常靈敏的控制電路和回路補償元件電流模式開關調節器所需。靜電或電容耦合問題可以是通過增加與散熱器的距離，通常是一個非常大或非常快移動的電壓信號。引起問題的信號點通常包括：“開關”節點，任何二次反激繞組電壓以及與這些節點一起移動的任何節點。這個開關、MOSFET柵極和升壓節點在VIN之間移動每個周期的PGND躍遷小于100ns時間。二次繞組有反激輸出車輛識別號的信號分量乘以變壓器，也有類似的<100ns躍遷時間。反饋控制輸入信號需要較少的為了讓調節器正確執行。粗略計算表明，80dB對于低電平，需要從開關節點隔離2MHz噪聲開關操作。情況惡化了一個因素二次反激繞組的匝數比。保持這些交換機節點相關的PC機痕跡小而遠離IC的“安靜”側（不只是上面和下面各一個另一個在板的另一側）。

電磁或電流回路感應反饋

通過保持高交流電，可以將問題降到最低電流（變送器）路徑和反饋電路（接收器）路徑小和/或短路。麥克斯韋方程組在這里工作，試圖破壞我們干凈的水流從輸出端返回控制器的電壓信息輸入。了解并盡量減少控制輸入級的敏感性是非常重要的大電流輻射明顯減少輸出級。感應式發射機取決于頻率、電流幅值和電流環用于確定生成的字段。電流電平在輸出中設置一級輸入電壓、輸出電壓和電感已選擇個值。頻率由輸出級轉換時間。唯一的參數我們可以控制天線的大小在PC板上創建，即循環。形成一個循環輸入電容，頂部MOSFET，肖特基二極管以及肖特基二極管的接地線路以及輸入電容器的接地連接。等一下當使用二次繞組來提升二次輸出電容器時，形成路徑繞組和整流二極管或開關MOSFET（in同步方法的情況）。這些“循環”應盡可能小而緊密地包裝在以盡量減少它們的“遠場”輻射影響。這個產生的輻射場由電流分量輸入濾波電路和電壓接收反饋電路。電流比較器的濾波器電容器放置在感測管腳上，衰減徑向電流信號。放置這個電容器很重要緊靠IC感應引腳。電壓感應輸入通過使用輸入電容濾波器將感應拾波元件最小化。這個在這兩種情況下，電容器都用來整合感應電流，降低對“回路”的敏感度輻射磁場和變壓器或電感器漏磁場。INTVCC上的電容器充當儲液罐，為向底部柵極和升壓電容器重新充電的高瞬態電流。這個電容器應該是4.7μF鉭電容器，盡可能靠近IC的INTVCC和PGND引腳。峰值電流驅動MOSFET柵極超過1A。IC的PGND引腳，連接到這個電容器上，應該直接連接到輸出電容器的下極板，以減少交流INTVCC IC電源上的紋波。

前面的說明將生成一個具有三個獨立的地面區域分別返回到輸出電容器底板：信號接地，aMOSFET柵極/INTVCC接地和來自輸入電容，肖特基二極管和同步MOSFET。實際上，這可能產生一個長功率輸入和輸出電容器的接地路徑。一個長的，輸入和輸出電容器電源接地之間的低電阻路徑不會干擾只要切換控制器的信號和電源IC引腳的接地不會沿著該路徑“接入”

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