特征

穩定，輸出電容范圍廣

工作電流：45μA

關閉電流：10μA電流限值可調

正或負停堆邏輯

低壓線性壓降特性

固定5V和可調版本

允許反向輸出電壓

應用程序

模擬系統

調制解調器

儀器

A/D和D/A轉換器

接口驅動程序

電池供電系統

說明

LT®1175是一種負微功率低壓差調節器。其靜態電流為45μA，降至停機時為10μA。一種新的參考放大器拓撲結構提供精確的直流特性以及在極寬的范圍內保持良好的環路穩定性輸出電容器。非常低的壓降和高效率通過獨特的功率晶體管抗飽和設計獲得?？烧{和固定5V版本可用。一些新功能使LT1175非常友好。SHDN引腳可直接連接正極或負邏輯電平。用戶可在以下位置選擇電流限制200毫安、400毫安、600毫安和800毫安。輸出可以是被迫在沒有損壞或閉鎖的情況下反轉電壓。與一些早期的設計不同，靜態的增加失電狀態下的電流被有效限制。LT1175具有完整的防噴保護功能限制、功率限制和熱關機。特別的人們注意到了高溫問題微功率工作電流運行，防止空載時輸出電壓上升。LT1175提供8針PDIP等封裝，3線SOT-223以及5針表面安裝DD和通孔TO-220包裝。8針SO包裝低熱阻結構。

絕對最大額定值

輸入電壓（瞬時1秒，注11）25伏

輸入電壓（連續）20伏

輸入輸出差分電壓（注12）20伏

5V感應引腳（相對于GND引腳）2伏，–10伏

調整感應針

（關于輸出引腳）20伏，–0.5伏

5V感應銷

（關于輸出引腳）20伏，–7伏

輸出反向電壓 2伏

SHDN引腳對地引腳電壓（注2）13.5伏，–20伏

SHDN引腳到VIN引腳電壓 30伏，–5伏

工作結溫度范圍

LT1175C 0°C至125°C

LT1175I –40°C至125°C

環境工作溫度范圍

LT1175C 0°C至70°C

LT1175I –40°C至85°C

儲存溫度范圍–65°C至150°C

鉛溫度（焊接，10秒）300攝氏度

電氣特性

表示適用于工作溫度的規范

范圍，否則規格為TA=25°C。VOUT=5V，VIN=7V，IOUT=0，VSHDN=3V，ILIM2和ILIM4與VIN關聯，TJ=25°C，除非另有說明。為避免與應用于負電壓的“最小”和“最大”混淆，所有電壓顯示為絕對值，除非極性不明顯。

電氣特性

表示適用于工作溫度的規范

范圍，否則規格為TA=25°C。VOUT=5V，VIN=7V，IOUT=0，VSHDN=3V，ILIM2和ILIM4與VIN關聯，TJ=25°C，除非另有說明。為避免與應用于負電壓的“最小”和“最大”混淆，所有電壓顯示為絕對值，除非極性不明顯。

注1：絕對最大額定值是指超過壽命的值設備可能受損。

注2:SHDN引腳最大正電壓為30V–VIN和接地13.5V。最大負電壓為-20V對于GND，–5V對于–VIN。

注3:8針封裝的PMAX=1.5W，5針封裝的PMAX=6W。這個功率電平僅適用于輸入輸出電壓高達12V及以上內部功率限制可能會降低功率。見保證電流典型性能特性部分的極限曲線。請注意必須滿足條件。

注4：由于功率晶體管基極驅動，GND引腳電流增加。在低輸入輸出電壓（<1V）下，功率晶體管飽和時，GND引腳電流會略高。見典型性能特征。

注5：當ILOAD=0時，在TJ>125°C時，功率晶體管泄漏可能將輸出分配器或固定的10μA增加到25μA電壓感應引腳，使輸出上升到規定值以上。自動向上拉以防止內部出現這種情況打開，但電源電流會增加。

注6：這是將輸出電壓拉至1V以內所需的電流停機時接地。

注7：通過設置輸入電壓等于正常調節輸出電壓與測量電壓差

VIN和VOUT。對于100mA和500mA之間的電流，兩個ILIM管腳與車輛識別號（VIN）相關聯，可根據VDO=0.15+1.1Ω（IOUT）。

注8：熱調節是由模具引起的輸出電壓的變化溫度梯度，所以它與芯片功耗成正比。溫度梯度在100ms內達到最終值。輸出100ms后的電壓變化是由于絕對模具溫度的變化以及參考電壓溫度系數。

注9:0.8V的下限值保證將調節器保持在關機。2.5V的上限保證了穩壓器積極的。任何一個極性都可以使用，參考GND引腳。

注10：負載和線路調節在脈沖基礎上測量脈沖寬度不超過20ms，以保持芯片溫度恒定。直流調節將受到熱調節（注8）和芯片的影響溫度變化。負載調節規范也適用于電流當ILIM2或ILIM4保持打開時，達到指定的電流限制。

注11：輸入輸出電壓高于12V時，電流限制降低。有關保證限值，請參見典型性能特性中的圖表12伏以上。

注12：在非常大的輸入輸出差分電壓下運行（>15V）負載電流小于5mA時，要求輸出電容器ESR大于1Ω，以防止低電平輸出振蕩。

典型性能特征

紋波抑制相對獨立于輸入電壓和負載之間的電流25mA和500mA。輸出電容器越大不改善頻率低于50千赫。在非常輕的負載下，拒絕將使用更大的輸出電容器改進

引腳功能

感應銷：感應銷用于可調允許自定義選擇輸出電壓的版本一個外部分頻器，設置為在檢測引腳處產生3.8V電壓。通常情況下，輸入端的電流為75nA。感應引腳上的最大強制電壓為2V和–10V關于GND引腳。固定的5V版本利用感應管腳來實現開爾文連接到負載或驅動外部通路輸出電流更高的晶體管。偏置電流輸出5V感應引腳約為12μA。分離感應和輸出引腳也允許一個新的回路應用程序中描述的補償技術信息科。

SHDN Pin：SHDN Pin經過特殊配置，允許由正電壓邏輯或只有否定邏輯。強制SHDN引腳2V以上或低于GND引腳將打開調節器。這使得直接連接到正邏輯信號主動低停機。如果沒有正電壓可用，SHDN引腳可驅動至GND引腳下方，以轉動調節器打開。保持打開時，SHDN引腳將默認為低調節器處于“開啟”狀態。所有電壓低于絕對最大額定值，SHDN引腳只畫了幾個微安電流（見典型性能特性）。SHDN引腳上的最大電壓為15V，對于GND引腳為-20V，對于GND引腳為35V，–5V相對于負輸入引腳

ILIM引腳：兩個電流限制引腳是發射極部分功率晶體管。當保持打開狀態時，它們會浮起幾個比負輸入電壓高100毫伏。對輸入電壓短路，電流限制增加ILIM2至少為200mA，ILIM4至少為400mA。這些引腳必須只連接到輸入電壓，或者直接或通過電阻。

輸出引腳：輸出引腳是NPN的集電極功率晶體管。它可以強制輸入電壓接地或高達2V正極損壞或閉鎖（參見應用信息部分的輸出電壓反轉）。LT1175具有折疊功能電流限制，所以輸出引腳的最大電流是輸入輸出電壓功能。參見典型性能特征。

GND引腳：GND引腳的靜態電流為45μa零負載電流，每增加約10μA輸出電流mA。輸出電流為500mA時，GND引腳電流約為5mA。電流流入GND引腳。

設定輸出電壓

LT1175可調版本具有反饋感電壓為3.8V，偏置電流約為75nA從感應針流出。避免輸出電壓此電流引起的錯誤，輸出分壓器串（見圖1）應繪制約25μA。表1顯示輸出電壓范圍的建議電阻值。表的第二部分顯示了電阻值僅消耗10μA電流。輸出電壓誤差由低值電阻的偏置電流約為0.4%最大值和較高值，最大值約為1%。文中還給出了計算電阻的公式對于任何輸出電壓

LT1175-5是一種帶有感應引腳的固定5V設計作為輸出的開爾文連接。通常是感應管腳和輸出管腳直接連接一起，要么靠近調節器要么在遠程負載點。

電流整定限值

LT1175使用兩個ILIM引腳設置電流限制（典型）200毫安、400毫安、600毫安或800毫安時。對應的最小保證電流為130mA、260mA、390mA520毫安。這允許用戶選擇當前限制根據具體應用定制，防止短路電流比滿載電流。輸入電源過載或故障負載中的過大功率損耗已被排除。以折疊電流限制形式的功率限制內置并降低電流限制，作為輸入輸出電壓差的函數，用于超過14V.見典型性能特性圖。不管怎樣，LT1175都保證防噴電流限制設置。功率限制與熱關機保護設備免受破壞所有負載條件下的結溫。

關閉

停機時，LT1175只消耗約10μA。特殊電路用于最大限度地減少高溫下停機電流的增加，但可以看到輕微的增加高于125°C。未采取的一個選擇是主動拉動關閉時輸出關閉。這意味著啟動停機后，輸出將以一定速率緩慢下降由負載電流加上12μA內部負載確定，以及輸出電容的大小。主動下拉是通常調節器單獨使用是件好事，但它阻止用戶關閉調節器當第二個電源連接到LT1175時輸出。如果停機時需要主動輸出下拉，它可以用耗盡模式PFET作為外部添加如圖2所示。注意最大夾持PFET的電壓必須低于正邏輯高電平，確保設備在調節器激活。摩托羅拉J177設備有柵極源電壓為零時，導通電阻為300Ω。

最小跌落電壓

跌落電壓是指輸入輸出保持適當的輸出調節。為較舊的3端穩壓器設計，壓降為通常為1.5V至3V。LT1175使用飽和電源晶體管設計，使壓降大大降低，通常在輕載時為100毫伏，滿載時為450毫伏。采取了特殊預防措施，以確保該技術不會導致靜態電源電流過高在輕載條件下。當調節器輸入時電壓太低，無法維持一個可調節的輸出，通過晶體管在試圖驅動時被誤差放大器硬驅動維持規章制度。駕駛員所消耗的電流晶體管可以是幾十毫安，甚至用很少的或輸出無負載。老年人的情況確實如此當功率晶體管飽和了。LT1175使用新的防止高驅動電流的抗飽和技術，然而，這使得功率晶體管接近其理論值飽和極限。

輸出電容器

采用了幾種新的調節器設計技術LT1175對輸出電容器的選擇極為寬容。就像大多數使用收集器的低輟學設計一樣或者功率晶體管的漏極來驅動輸出節點，LT1175使用輸出電容器作為整體回路補償。一般要求較老的監管機構輸出電容器的最小值為1μF至100μF，最大ESR（有效串聯電阻）為0.1Ω到1Ω，最小ESR在0.03Ω到0.03Ω之間0.3Ω。這些限制通常只能在優質固體鉭電容器。鋁電容器具有高ESR的問題，除非更高使用電容值（物理上大）。ESR陶瓷或薄膜電容器的電壓過低，這使得電容/ESR零頻率過高，無法維持調節器中的相位裕度。在以前的設計中，即使有最佳電容器，環路相位裕度也非常低當輸出電流較低時。這些問題導致了一個新的LT1175誤差放大器和內部頻率補償的設計技術，如圖3所示。

傳統的調節回路由誤差放大器組成A1，驅動晶體管Q2和功率晶體管Q1。添加到這個基本循環是由Q3和直流負反饋電流饋入誤差放大器通過Q3和RN產生整個回路電流在輕負載電流下增益非常低。這不是問題是因為在輕負載下幾乎不需要增益。在除了低增益外，Q2處的寄生極頻率基極由直流反饋擴展。結合這兩種效應顯著地改善了輕載下的環路相位差，使環路對大ESR具有耐受性在輸出電容器中。重載、環路相位和收益幾乎沒有那么麻煩和巨大的負增長反饋會降低調節。Q1基極發射極電壓的對數特性使Q3負向減小在重負荷下進行反饋，以防止調節不良。在傳統的設計中，即使采用非線性反饋，在中等至如果輸出電容器的ESR低于

0.3Ω。這種情況可能發生在陶瓷或薄膜上ESR通常低于0.1Ω的電容器。與以前的設計中，用戶被迫添加一個真正的電阻與電容器串聯，保證回路穩定性。這個LT1175采用獨特的交流前饋技術來解決這個問題。CF是一種傳統的前饋式電容器，常用于調節器中以抵消所形成的極性通過輸出電容器。它通常是連接的從調節輸出節點到反饋節點R1/R2結或放大器上的內部節點展示。然而，在這種情況下，電容器是連接的功率晶體管的內部結構。RC是電源不可避免的寄生集電極電阻晶體管。訪問RC底部的節點是僅在單片結構中可用，在這種結構中，可將開爾文連接到NPN埋置集電極層。

循環現在的響應就好像RC與輸出電容器和良好的回路穩定性，甚至達到輸出電容器的ESR極低。所有這些關注環路穩定性的最終結果是LT1175使用的輸出電容器可以在值從0.1μF到數百微法拉，使用ESR從0Ω到10Ω。這個范圍允許使用陶瓷，固體鉭、鋁和薄膜電容器數值范圍。LT1175的最佳輸出電容器類型仍然是但在那里確實有相當多的固體。如果大負載電流瞬變預計可能需要ESR較低的較大電容器控制瞬態期間最壞情況下的輸出變化。如果瞬變不是一個問題，電容器可以選擇體積小，價格低等，擔心價格飆升鉭電容器中的電流對輸出電容器，因為LT1175限制了涌入電流遠低于可能導致電容器損壞的水平。短路調節器輸出引起的浪涌這不是問題，因為鉭電容器不會出故障在“做空”期間，只有在“充電”期間激增。輸出電容器應位于幾個調節器的英寸。如果使用遙感，則輸出電容器可以設置在遙控節點上，但調節器的GND引腳也應連接到遠程站點?；驹瓌t是保持理智GND引腳靠近輸出電容器，不管在哪里。在非常大的輸入輸出電壓差（>5V），負載電流小于5mA時，需要ESR大于1Ω的輸出電容器低電平輸出振蕩。

輸入電容器

LT1175需要一個單獨的輸入旁路電容器僅當調節器位于距離原始電源輸出電容器。1μF或更大的鉭建議在所有應用中使用電容器，但如果ESR較低輸出采用陶瓷或薄膜等電容器而輸入電容器，輸入電容器至少應輸出電容值的三倍。如果是固體鉭或鋁電解輸出電容器使用時，輸入電容是非常非臨界的。

高溫運行

LT1175是一種微功耗設計，只有45μa靜態電流。這可能會使它在高溫（>125°C），功率晶體管泄漏可能超過輸出節點負載電流（5μA至15μA）。以避免輸出電壓漂移的情況高溫空載時不受控制的高在這種情況下，LT1175有一個啟動的有功負載當輸出被拉到額定值以上時電壓。這個負載吸收功率晶體管的泄漏和保持良好的監管。這有一個缺點然而，功能。如果故意把產量拉高，當LT1175用作一級調節器LT1175的輸出稍高將作為一級調節器上不需要的負載。正因為如此，主動拉低是故意“軟弱”的它可以建模為一個2k電阻與一個調節器輸出被拉時的鉗位電壓高。例如，如果一個4.8V的輸出被拉到5V，負載主調節器上的電壓為（5V–4.8V）/2kΩ=100μA。這也意味著如果內通晶體管泄漏50μA，輸出電壓為（50μA）（2kΩ）=100mV高。正常情況下不會出現這種情況操作條件，但可能在輸出短路使芯片過熱。

熱因素

LT1175提供特殊的8針表面安裝有連接到模具附件的銷1和8的包裝槳。當針腳1和8個連接到PC上的擴展銅板。表2顯示了各種銅地和背面或內部的組合飛機。表2還顯示了5針的熱阻DD表面貼裝封裝和8針浸入式封裝

計算模具溫度，最大功耗或最大輸入電壓，使用以下公式根據表2中的正確熱阻值。為通孔TO-220應用使用θJA=50°C/W不帶散熱器且θJA=5°C/W+散熱片使用散熱器時的阻力。

TA=最高環境溫度

TMAX=最大LT1175模具溫度（125°C商業和工業等級）

θJA=LT1175熱電阻，連接至環境

VIN=最大持續輸入電壓

負載電流

ILOAD=最大負載電流

示例：LT1175S8，ILOAD=200mA，VOUT=5V，VIN=7V，TA=60°C。最大模具溫度LT1175S8為125°C。表2中的熱阻為

結果為80°C/W。模具溫度=60+80（0.2A）（8–5）=108°C

輸出電壓反轉

LT1175設計用于承受輸出電壓反轉高達2V。例如，如果輸出對正5伏電源短路。這會的幾乎可以肯定的是，摧毀與負極相連的IC設備輸出。如果正電源首先接通，負載接通在正負電源之間。為了這些原因是，添加一個反向總是很好的設計實踐從每個調節器輸出到接地的偏置二極管限制輸出電壓反轉。二極管的額定值應為在啟動情況下處理全負負載電流，或如果電源對電源短路，則必須允許正極電源的短路電流。輸入電壓低于輸出電壓線性技術的正低壓差調節器LT1121和LT1129，如果輸入電壓小于輸出電壓。這些設備使用具有40V發射極的橫向PNP功率晶體管結構基本擊穿電壓。但是，LT1175使用具有寄生二極管的NPN功率晶體管結構在調節器的輸入和輸出之間。反轉輸入和輸出之間的電壓超過1V會損壞調節器，如果允許大電流流動。簡單地說在輸出保持不變的情況下斷開輸入源將即使輸入到輸出電壓稍微顛倒，也不會造成損壞

高頻紋波抑制

LT1175有時由開關供電產生未調節或準調節輸入電壓的調節器。該電壓將包含高頻率紋波，必須由線性調節器抑制。特別注意LT1175最大限度地提高頻率紋波抑制，但與任何微功率設計時，抑制率受紋波頻率的強烈影響。典型性能特征圖剖面圖顯示1kHz時的60dB抑制，但只有15dB5V部分在100kHz時的抑制。數字照片4a和4b顯示實際輸出紋波波形方波和三波輸入紋波。

應用程序信息

為了估計不同條件下的調節器輸出紋波，以下一般性意見應該有幫助：

1.高頻下的輸出紋波僅受到微弱的影響由負載電流或輸出電容器尺寸決定重載。在非常輕的負載下（<10mA），使用更大的輸出可以減少更高的頻率紋波電容器。

2.跨過電阻分壓器的前饋電容器配合可調部分使用，可有效降低紋波僅適用于大于5V的輸出電壓頻率小于100kHz。

3.輸入輸出電壓差對

紋波抑制，直到調節器實際進入0.2V至0.6V的壓降條件。如果需要改善紋波抑制，輸入濾波器可以添加。該濾波器可以是使用1Ω的簡單RC濾波器至10Ω電阻器。例如3.3Ω電阻器，組合使用0.3ΩESR固體鉭電容器，將產生額外的20dB紋波抑制。電阻器的尺寸由最大負載電流決定。如果最大值電阻器上允許的電壓降為“VR”，并且最大負載電流為ILOAD，R=VR/ILOAD。在燈光下可以使用負載、較大的電阻和較小的電容器為了節省空間。在較重的負載下，電感器可能必須用來代替電阻器。感應器的值可以計算公式：

ESR=濾波電容器的有效串聯電阻。這個假設電容電抗很小與ESR相比，一個合理的假設2.2μF和50kHz以上的固體鉭電容器。

f=紋波頻率

rr=濾波器的紋波抑制比，單位：dB

示例：ESR=1.2Ω，f=100kHz，rr=–25dB

建議濾波器使用固體鉭電容器保持過濾器Q相當低。這樣可以防止在濾波器的諧振頻率和濾波器/調節器組合的振蕩問題。

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