功率MOSFET和肖特基二極管

由于器件的柵極驅(qū)動(dòng)器由5V總線供電，邏輯電平MOSFET的使用是非常值得推薦的，特別是在大電流應(yīng)用中。它們的擊穿電壓V（BR）DSS必須大于VINMAX有一定的裕度，因此選擇將針對(duì)20V或30V設(shè)備。一旦建立了允許的功耗，就可以選擇RDS（ON）。通過選擇相同的功率MOSFET作為主開關(guān)和同步整流器，其消耗的總功率不依賴于占空比。因此，如果PON是這個(gè)功率損耗（額定輸出功率的百分之幾），則需要RDS（開）（@25°C）可從以下公式得出：

其中Iout是ITOT5或IOUT3，根據(jù)所考慮的章節(jié)，a是溫度系數(shù)RDS（開）（通常，對(duì)于這些低壓等級(jí)，a=5·10-3°C-1）和∆T允許溫升。它是然而，值得注意的是，通常RDS（ON）越低，門電荷Qg就越高，這會(huì)導(dǎo)致更高的柵極驅(qū)動(dòng)消耗。事實(shí)上，每個(gè)開關(guān)周期，一個(gè)電荷Qg從輸入源移動(dòng)到接地，產(chǎn)生等效驅(qū)動(dòng)電流：Ig=Qg·fSW

這會(huì)影響低負(fù)載電流下的效率。此外，該電流來自于PREG5線，其來源

容量，ISRC（25mA最小值）不得超過，因此對(duì)MOSFET總柵極有進(jìn)一步的限制充電（@VGS=5V）：

假設(shè)四個(gè)相同的MOSFET。

與同步整流器并聯(lián)的肖特基二極管的反向電壓Vrm必須大于VINMAX。由于它的導(dǎo)通時(shí)間不到開關(guān)周期的5%，電流額定值可以低得多

而不是愛。選擇標(biāo)準(zhǔn)應(yīng)為：Vt（肖特基）<Vt（體二極管）@I=ILPK

感測(cè)電阻器

根據(jù)各自的最大輸出電流選擇各部分的感應(yīng)電阻。電流感應(yīng)比較器限制電感峰值電流，因此最大直流輸出電流為峰值值小于峰間波紋的一半。兩個(gè)部分的干預(yù)閾值都設(shè)置為50mV，因此電阻值應(yīng)為：

由于觸發(fā)脈沖跳過模式的比較器閾值為11mV，系統(tǒng)進(jìn)入這種操作時(shí)的輸出電流約為最大輸出電流的四分之一。感測(cè)電阻數(shù)值為低毫歐姆，因此正確獲取電流感應(yīng)信號(hào)非常重要。確保IC電流檢測(cè)引腳和感應(yīng)電阻器之間的開爾文連接不傳輸輸出電流。

輸入電容器

脈沖電流（平均值為零）流過buck變換器的輸入電容器。該電流的交流分量相當(dāng)高，并在電容器的ESR上消耗大量的功率：

很容易發(fā)現(xiàn)PCIN的最大值等于IOUT/2（@VIN=2×VOUT，即50%的占空比）。這個(gè)因此，每個(gè)部分的輸入電容器應(yīng)選擇的均方根紋波電流額定值高達(dá)一半各自的最大輸出電流。電容值不是很重要，但實(shí)際上是最小值必須確保穩(wěn)定。事實(shí)上，開關(guān)調(diào)節(jié)器顯示負(fù)輸入阻抗，在低頻，即：

因此，如果電源的阻抗不遠(yuǎn)低于ZIN（DC）的絕對(duì)值，頻率不超過調(diào)節(jié)器控制回路的帶寬，存在振蕩的可能性。為確保穩(wěn)定性，必須滿足以下條件：

式中，LEQ是開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入上游電路的電感，ESRIN與輸入電容器本身。那個(gè)建議使用高性能電解電容器。如果更高的成本是ESR-OS電容器是一個(gè)很好的選擇，因?yàn)樗麄儧]有提供一個(gè)最小的尺寸或額定電流。鉭電容器不能承受脈沖電流，因此不建議使用。

輸出電容器

輸出電容器的選擇是基于輸出電壓紋波的要求。這個(gè)波紋與電流紋波通過感應(yīng)器和幾乎完全是由于輸出電容的ESR。因此目標(biāo)是達(dá)到一個(gè)低于一定值的ESR，而不管實(shí)際電容值是多少。+3.3V段的最大電流紋波為：∆IL3=2·（IL3PK-IOUT3）

考慮到“+3.3V電感器”中獲得的值。對(duì)于+5.1V，最大紋波為：

其中，VIN是指在“+5.1變壓器”一節(jié)中選擇的最小值或最大值。無論如何，最大ESR為：

其中下標(biāo)x表示任一節(jié)。在脈沖跳變操作中，輸出紋波的電容分量與電阻分量相當(dāng)其中下標(biāo)x表示任一節(jié)。在跳脈沖操作中，輸出紋波的電容分量與電阻分量相當(dāng)，因此，兩者都應(yīng)考慮：

如果對(duì)脈沖跳變條件下的輸出紋波也有規(guī)定，COUTX和ESRX必須符合還有它。對(duì)最小輸出電容的進(jìn)一步限制可以從關(guān)于最大輸出電容的規(guī)范中產(chǎn)生欠沖，∆V 出，或超調(diào)，∆V+由于階躍荷載變化∆IOUT：

與最大工作循環(huán)相關(guān)的量和Dmax+3.3V或+5.1V段。應(yīng)使用高性能電容器以減少所需的電容對(duì)于給定的ESR，為了避免多個(gè)部件并聯(lián)而浪費(fèi)大量空間。雖然有很好的電解電容器，但OS-CON或鉭鉭電容器可能是首選，特別是在設(shè)計(jì)非常緊湊的情況下需要，或表面安裝組件。具有極低ESR的多層陶瓷電容器但它們的電容值有很大的擴(kuò)展，所以它們應(yīng)該與另一個(gè)并聯(lián)穩(wěn)定，高ESR電容器。

其他部件

反饋回路的帶寬幾乎是無限的，因此需要一個(gè)濾波器使系統(tǒng)不敏感一般來說，為了防止噪聲干擾開關(guān)的正確運(yùn)行誤差求和比較器。總之，這個(gè)濾波器的截止頻率可以很高，這樣線路和負(fù)載就可以了瞬態(tài)響應(yīng)非常快。這種濾波器是一種簡(jiǎn)單的R-C型，電阻和電容可以選擇典型的3dB截止頻率為60kHz。對(duì)于自舉二極管，雖然小信號(hào)二極管可以有效地使用，但最好采用低功率肖特基整流器，因?yàn)樗晕⒃黾訓(xùn)艠O驅(qū)動(dòng)電壓，有利于效率。靴帶電容器可以是100nF薄膜電容器。軟啟動(dòng)電容器確定限流電路從零到50mV逐漸移動(dòng)設(shè)定點(diǎn)的時(shí)間，以限制啟動(dòng)時(shí)的電流流入。該斜坡持續(xù)約1毫秒每nF的軟啟動(dòng)電容（10到100 nF的典型值），但實(shí)際時(shí)間需要輸出電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)值取決于負(fù)載電流和輸出濾波電容。IC的一些關(guān)鍵點(diǎn)可能需要旁路電容器來防止噪聲干擾電路。這些點(diǎn)是參考電壓VREF、IC電源引腳VIN、PREG5線路和其他選擇電源引腳V5SW。使用適合交流去耦的薄膜電容器。外部PNP雙極晶體管考慮到輔助電壓的輸出端尺寸為5.13V外部PNP晶體管的功率損耗為：

Ploss=（VIN-VOUT）

集電極發(fā)射極擊穿電壓必須大于變壓器在5.1V下的擊穿電壓對(duì)于集電極基極結(jié)也是如此。一個(gè)小信號(hào)晶體管就足夠了應(yīng)用程序。

變壓器捕捉二極管（僅限L5994A）

控制+5.1V變壓器二次繞組產(chǎn)生的電流的二極管應(yīng)為快速恢復(fù)1，擊穿電壓大于：

有一定的安全裕度。二極管必須承受峰值約為：其均方根值由下式給出：

直流電的值顯然是低12。

變壓器濾波電容器

對(duì)輸入濾波電容器（連接在V13IN和地面之間）的最嚴(yán)格要求是其有效值紋波電流額定值，至少應(yīng)為：

工作電壓應(yīng)高于調(diào)節(jié)器輕載時(shí)產(chǎn)生的電壓。也是為了建議使用高質(zhì)量的電解電容器或OS-CON電容器。

布置及接地

電氣設(shè)計(jì)只是開關(guān)變換器開發(fā)的第一步。因?yàn)殡娏鞣秶鷱膍A到A，DC和switched都在同一個(gè)電路板上，PCB布局對(duì)A來說至關(guān)重要正確操作電路，但不是一件容易的事。正確的布局流程通常包括仔細(xì)放置組件、正確接地、正確布線，以及適當(dāng)?shù)嫩E線寬度。幸運(yùn)的是，由于這種應(yīng)用涉及低電壓，隔離要求不重要。參考文獻(xiàn)對(duì)這件事進(jìn)行詳細(xì)的分析，這里只會(huì)提醒幾個(gè)要點(diǎn)。

（1） 所有電流回路（信號(hào)接地、電源接地等）應(yīng)相互隔離，且應(yīng)僅在一個(gè)接地點(diǎn)連接。地平面對(duì)于正確安排兩者都是非常有用的電流返回和最小化輻射（見下2點(diǎn)），即使它們不能解決所有問題

（2） 相鄰電路之間的噪聲耦合可以減少，使電流回路的面積最小化流動(dòng)。這在有高脈沖電流的情況下尤其重要，即電路包括輸入濾波電容器、功率開關(guān)、同步整流器和輸出電容器。下一個(gè)優(yōu)先考慮的是柵極驅(qū)動(dòng)電路。

（3） 磁場(chǎng)輻射（和雜散電感）可以通過保留所有攜帶開關(guān)電流盡可能短。

（4） 電流感應(yīng)的開爾文連接痕跡應(yīng)該保持短而緊密。

（5） 對(duì)于高電流路徑，只要可能，PCB另一側(cè)的跡線可以加倍：這會(huì)降低線路的電阻和電感。

（6） 一般來說，攜帶信號(hào)電流的記錄道應(yīng)遠(yuǎn)離攜帶脈沖電流或快速擺動(dòng)電壓。從這個(gè)觀點(diǎn)來看，應(yīng)該特別注意高阻抗路徑（反饋輸入、電流檢測(cè)跟蹤…）。在一塊PCB上布線信號(hào)軌跡可能是個(gè)好主意另一邊是電源線。

（7） 使用重銅痕跡：這將降低其電阻，提高整體效率，并將改善它們的散熱能力。

L5994評(píng)估套件

L5994評(píng)估套件是一個(gè)經(jīng)過充分組裝和測(cè)試的演示板，它實(shí)現(xiàn)了一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的應(yīng)用電路，按照以下規(guī)格配置：

輸入電壓范圍：5V～25V

3.3V輸出：Iout3=3A

5.1V輸出：Iout5=3A

12V輸出：Iout12=50mA

開關(guān)頻率：fSW=300kHz。

圖7所示的電氣原理圖顯示，在實(shí)際應(yīng)用中嚴(yán)格需要的元件上添加了一些上拉/下電阻。與四位dip開關(guān)一起，它們?cè)试S手動(dòng)設(shè)置控制芯片操作的邏輯信號(hào)。在本例中，這些信號(hào)是：

開關(guān)1:RUN1（0=5.1V關(guān)，1=5.1V開）

開關(guān)2:OSC（0=200kHz，1=300kHz）

開關(guān)3:NOSKIP（0=脈沖跳開，1=跳脈沖關(guān)）

開關(guān)4:RUN2（0=3.3V關(guān)，1=3.3V開）

請(qǐng)注意，只要每個(gè)調(diào)節(jié)器被禁用，相關(guān)的低端MOSFET就處于接通狀態(tài)。因此，如果負(fù)載能夠產(chǎn)生電流，它將通過扼流圈和低壓側(cè)對(duì)地短路莫斯。雖然默認(rèn)開關(guān)頻率為300kHz（開關(guān)2設(shè)置為1），無源元件選擇這個(gè)頻率，演示板將令人滿意地工作在200kHz以及。實(shí)際上，在200kHz時(shí)調(diào)節(jié)器的效率最高，輸入電壓范圍向下擴(kuò)展最大。另一方面，輸出紋波較大，動(dòng)態(tài)特性稍差。實(shí)際上，演示板不提供同步接口。無論如何，有可能同步振蕩器（使用適當(dāng)?shù)男盘?hào)：5V振幅脈沖，間隔至少400ns）只需將信號(hào)輸入分頻器R8-R9的中間，即可將開關(guān)設(shè)置為1。這樣，可以在高于300kHz的頻率下實(shí)現(xiàn)同步。使振蕩器同步到200kHz和300kHz，板上需要更大的干預(yù)。為了在低負(fù)載電流范圍內(nèi)最大限度地提高效率，在默認(rèn)情況下啟用了脈沖跳過操作。PWM和脈沖跳變之間的轉(zhuǎn)換大約發(fā)生在1A以下，但是在兩種運(yùn)作模式共存而不是一個(gè)明確的界限。在示波器上可以看到波形不規(guī)則，但對(duì)輸出紋波和效率影響不大。不喜歡脈沖跳過模式的異步操作的人可以通過將開關(guān)3設(shè)置為1來禁用兩個(gè)調(diào)節(jié)器。它可以保持PWM運(yùn)行到非常低的輸出電流，但是，調(diào)節(jié)與開關(guān)頻率不兼容。這意味著高邊MOSFET對(duì)于工作頻率下的穿透能量水平來說太長(zhǎng)了。因此，控制系統(tǒng)開始跳過傳導(dǎo)周期，以避免輸出電壓向上漂移。

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