特征

場效應晶體管輸入放大器

1 pA輸入偏置電流

低成本

高速：145 MHz，−3 dB帶寬（G=+1）

180 V/μs轉換速率（G=+2）

低噪音

7 nV/√Hz（f=10 kHz）

0.6 fA/√赫茲（f=10千赫）

寬電源電壓范圍：5 V至24 V

單電源和軌對軌輸出

低偏移電壓最大1.5 mV

高共模抑制比：−100 dB

出色的變形規范

SFDR−88 dB@1兆赫

低功率：6.4 mA/放大器典型電源電流

無相位反轉

小包裝：SOIC-8、SOT-23-5和MSOP

應用

儀器儀表

光電二極管前置放大器

過濾器

A/D驅動器

水平位移

緩沖

一般說明

AD8065/AD8066 FastFET放大器是電壓反饋放大器，FET輸入提供高性能和易用性。AD8065是單放大器，AD8066是雙放大器。這些放大器是在Analog Devices，Inc.專有的XFCB工藝中開發的，允許極低的噪聲操作（7.0 nV/√Hz和0.6 fA/√Hz）以及非常高的輸入阻抗。

AD8065/AD8066具有從5v到24v的寬電源電壓范圍，能夠在單電源上工作，帶寬為145mhz，設計用于多種應用。為了增加多功能性，放大器還包含軌對軌輸出。

盡管成本低，放大器提供了優良的整體性能。差分增益和相位誤差分別為0.02%和0.02°，加上0.1db的平坦度達到7mhz，使這些放大器成為視頻應用的理想選擇。此外，它們還提供180 V/μs的高轉換率、出色的失真（SFDR為−88 dB@1 MHz）、極高的共模抑制−100 dB，以及在預熱條件下最大1.5 mV的低輸入偏移電壓。AD8065/AD8066僅使用6.4 mA/放大器的典型電源電流進行操作，并且能夠提供高達30 mA的負載電流。

AD8065/AD8066是高性能、高速，小型封裝的FET輸入放大器：SOIC-8、MSOP-8和SOT-23-5。它們的額定工作溫度范圍為−40°C至+85°C。

連接圖

最大功耗

AD8065/AD8066封裝的最大安全功耗受到芯片上結溫（TJ）的相關上升的限制。封裝模具的塑料將局部達到結溫。在大約150°C（即玻璃化溫度）下，塑料將改變其性能。即使暫時超過這個溫度限制，也會改變封裝對模具施加的應力，永久改變AD8065/AD8066的參數性能。長時間超過175℃的結溫會導致硅器件發生變化，可能導致故障。

封裝和PCB的靜態空氣熱特性（θJA）、環境溫度（TA）和封裝中消耗的總功率（PD）決定了芯片的結溫。結溫可計算為:

封裝中的功耗（PD）是靜態功耗和封裝中由于負載驅動而消耗的所有輸出功率之和。靜態功率是電源引腳之間的電壓（VS）乘以靜態電流（is）。假設負載（RL）是指中供，則總驅動功率為VS/2×IOUT，其中一部分在封裝中耗散，另一部分在負載（VOUT×IOUT）中耗散。總驅動功率和負載功率之差是封裝中消耗的驅動功率。

應考慮RMS輸出電壓。如果RL參考VS−，如在單電源操作中，則總驅動功率為VS×IOUT。

如果rms信號電平不確定，則考慮最壞的情況，當從RL到midsupply的VOUT=VS/4。

在RL參考VS−的單電源操作中，最壞情況是VOUT=VS/2。

氣流會增加散熱，有效降低θJA。此外，更多的金屬直接接觸到封裝導線，從金屬痕跡、通孔、接地和電源平面將減小θJA。如布局、接地和旁路注意事項一節所述，必須小心將高速運算放大器輸入引線的寄生電容降到最低。

圖3顯示了JEDEC標準4層板上SOIC（125°C/W）、SOT-23（180°C/W）和MSOP（150°C/W）封裝的最大安全功耗。θJA值是近似值。

輸出短路

將AD8065/AD8066的輸出對地短路或消耗過大電流可能會導致災難性故障。

典型性能特征

默認條件：±5 V，CL=5 pF，RL=1 kΩ，VOUT=2 V p-p，溫度=25°C。

測試電路

SOIC-8插腳

操作理論

AD8065/AD8066是一種電壓反饋運算放大器，它將激光微調JFET輸入級與模擬器件超快互補雙極（XFCB）工藝相結合，從而實現了精度和速度的完美結合。電源電壓范圍為5 V至24 V。放大器具有專利的軌對軌輸出級，能夠驅動0.5伏的電源，同時源或下沉高達30毫安。從正電源到負電源的3級電源中，也有一個負電源模式。超過JFET輸入范圍的操作是可能的，因為輔助雙極性輸入級與輸入電壓一起工作直到正電源。放大器的工作方式就好像它們有一個軌對軌輸入，并且在電源內沒有共模電壓的相位反轉行為。

AD8065/AD8066具有7 nV/√Hz的電壓噪聲和1 MHz 2 V p-p信號的−88 dBc失真，是高分辨率數據采集系統的理想選擇。他們的低噪聲，亞pA輸入電流，精確偏移，和高速使他們成為快速光電二極管應用的極好的前置放大器。AD8065/AD8066的速度和輸出驅動能力也使它們在視頻應用中非常有用。

閉環頻率響應

AD8065/AD8066是典型的電壓反饋放大器，其開環頻率響應可近似為圖53所示的積分器響應。逆變和非逆變配置的基本閉環頻率響應可從所示示意圖中得出。

非可逆閉環頻率響應

傳遞函數的求解

其中fcrossover是放大器的開環增益等于0 db的頻率

閉環−3 dB頻率

逆變閉環頻率響應

閉環−3 dB頻率

閉環帶寬與運放電路的噪聲增益成反比（RF+RG）/RG。這個簡單的模型對于噪聲增益大于2時是精確的。由于實際運算放大器的頻率響應中存在其它極點的影響，噪聲增益在2或以下的電路的實際帶寬將高于用該模型預測的帶寬。

圖54顯示了電壓反饋放大器的直流誤差。非反轉配置

如果RS=RF | | | RG，則由Ib+和Ib-引起的電壓誤差最小（盡管AD8065的輸入電流超過溫度低于20pa，這可能不是問題）。為了包括共模和電源抑制效應，總VO可以建模為：

VOSnom是在標稱條件下規定的偏移電壓，∆VS是電源相對于標稱條件的變化，PSR是電源抑制，∆VCM是共模電壓相對于標稱條件的變化，CMR是共模抑制。

寬帶操作

圖42至圖44顯示了用于增益為+1、+2和-1的寬帶特性化電路。求和結（RF | | RG）處的源阻抗將在放大器的環路響應中形成一個極點，放大器的輸入電容為6.6 pF。如果形成的時間常數太低，則可能導致峰值和響鈴。建議使用300Ω至1 kΩ的反饋電阻，因為它們不會過度降低放大器的負載，并且形成的時間常數也不會太低。頻率響應中的峰值可以通過與反饋電阻并聯的小電容器（CF）進行補償，如圖12所示。這顯示了不同的反饋電容對非互易G=+2放大器峰值和帶寬的影響。

為了獲得最佳的穩定時間和最佳失真，AD8065/AD8066輸入端的阻抗應匹配。這將降低交流性能的非線性共模電容效應最小化。

實際失真性能取決于許多變量：

•應用的閉環增益

•無論是反轉還是非反轉

•放大器負載

•信號頻率和振幅

•電路板布局

另請參見圖16至圖20。低增益逆變應用中使用的AD8065將獲得最低的失真，因為這消除了共模效應。較高的閉環增益會導致更差的失真性能。

輸入保護

AD8065/AD8066的輸入用返回保護-輸入端子之間的背極二極管以及電源的ESD二極管。這使得輸入級具有皮安的輸入電流，能夠承受高達1500伏的靜電放電事件（人體模型）而不會退化。

通過保護裝置的過度功耗會破壞或降低放大器的性能。大于0.7 V的不同電壓將產生大約（| V+−V−0.7 V）/RI的輸入電流，其中RI是與輸入串聯的電阻。對于超出正電源的輸入電壓，輸入電流約為（VI−VCC−0.7）/RI。除負電源外，輸入電流約為（VI−VEE+0.7）/RI。如果放大器的輸入要承受大于0.7V的持續差分電壓或放大器電源以外的輸入電壓，則輸入電流應通過適當尺寸的輸入電阻器（RI）限制在30mA內，如圖55所示。

熱因素

在24伏電源和6.5毫安靜態電流下，AD8065在無負載的情況下消耗156毫瓦。AD8066的功耗為312兆瓦。這會導致明顯的熱效應，特別是在小型SOT-23-5（160°C/W的熱阻）中。VOS溫度漂移被調整以保證最大漂移為17μV/°C，因此，由于SOT-23-5封裝中的AD8065/AD8066在24 V下的預熱效應，其變化可達0.425 mV。

溫度每升高10°C，Ib增加1.7倍。與單一的5V電源相比，24 V電源的Ib值將高出近5倍。

重負載將增加功耗并提高芯片結溫度，如最大功耗部分所述。注意不要超過封裝的額定功耗。

輸入和輸出過載行為

AD8065/AD8066具有內部電路，以防止由于過驅動輸入級而引起的相位反轉。輸入級的簡化示意圖，包括輸入保護二極管和反相電路，如圖56所示。

當輸入共模電壓超過一定閾值時，輸入JFET對的偏置電流將關閉，輔助NPN對的偏置電流將接通，從而接管放大器的控制。當輸入共模電壓恢復到一個可行的工作值時，FET級重新接通，NPN級關斷，恢復正常工作。

NPN對可以在輸入電壓達到正電源的情況下維持運行，因此這是一個偽軌對軌輸入級。對于超出FET級共模限制的操作，放大器的V將改變為NPN對的偏移（平均值為160μV，標準偏差為820μV），并且I將增加到NPN對的基極電流，達到45μA（見圖32）。操作系統b切換或恢復時間大約為100ns，見圖27。

軌對軌輸出級的輸出晶體管具有電路，以限制輸出過驅動時的飽和程度。這有助于輸出恢復時間。圖24所示為±5 V電源上0.5 V輸出過驅動的輸出恢復。

布局、接地和旁路注意事項

電源旁路

電源管腳實際上是輸入端，必須小心，以便應用無噪聲穩定的直流電壓。旁路電容器的目的是在所有頻率下從電源到地面產生低阻抗，從而分流或過濾大部分噪聲。

解耦方案的設計，以最小化旁路阻抗在所有頻率與并聯組合電容器。0.1μF（X7R或NPO）片式電容器至關重要，應盡可能靠近放大器封裝。在大多數情況下，在高頻率下，每個電容器只需要一個4μ的鉭。

接地

在密集封裝的PC板中，接地板層對于分散電流以最小化寄生電感非常重要。然而，了解電流在電路中的流動位置對于實現有效的高速電路設計至關重要。電流路徑的長度與寄生電感的大小成正比，因此與路徑的高頻阻抗成正比。感應接地回路中的高速電流會產生不必要的電壓噪聲。

高頻旁路電容器引線的長度是最關鍵的。旁路接地中的寄生電感將對旁路電容器產生的低阻抗起作用。將旁路電容器的接地線放在同一物理位置。由于負載電流也來自電源，負載阻抗的接地應與旁路電容器接地位于同一物理位置。對于在較低頻率下有效的較大值電容器，電流回流路徑距離不那么重要。

泄漏電流

不良的PC板布局、污染物和電路板絕緣體材料會產生比AD8065/AD8066輸入偏置電流大得多的泄漏電流。輸入端和附近運行之間的任何電壓差都會通過PC板絕緣體產生泄漏電流，例如，1 V/100 GΩ=10 pA。同樣，電路板上的任何污染物都會造成嚴重的泄漏（皮膚油是一個常見問題）。為了顯著減少泄漏，在輸入端和輸入端周圍加一個保護環（屏蔽），輸入端和輸入端的電壓電勢相同。這樣，輸入端和周圍區域之間就沒有電壓電勢來設置任何泄漏電流。為了使保護環完全有效，它必須由一個相對低阻抗的電源驅動，并且應該使用一個多層板完全包圍輸入引線的所有側面，上面和下面。

另一個可能導致泄漏電流的效應是絕緣體材料本身的電荷吸收。盡量減少輸入導線和護環之間的材料量將有助于減少吸收。此外，在某些情況下，可能需要低吸收材料，如Teflon®或陶瓷。

輸入電容

隨著旁路和接地，高速放大器可以敏感的寄生電容之間的輸入和接地。少量的電容會在高頻時降低輸入阻抗，進而增加放大器的增益，導致頻率響應峰值甚至振蕩，如果嚴重的話。建議將連接到輸入引腳的外部無源元件放置在盡可能靠近輸入的位置，以避免寄生電容。地面和電源平面必須與電路板所有層的輸入引腳保持很小的距離。

輸出電容

在較小程度上，輸出上的寄生電容會導致頻率響應的峰值和振鈴。有兩種方法可以有效地最小化它們的影響。

•如圖57所示，將一個小值電阻器（RS）與輸出串聯，以將負載電容器與放大器的輸出級隔離。一個好的選擇值是20Ω（參見圖10）。

•通過更高的噪聲增益增加相位裕度，或在輸出端增加一個帶有并聯電阻器和電容器的電極。

輸入輸出耦合

為了最小化輸入和輸出之間的電容耦合，輸出信號軌跡不應與輸入平行。

寬帶光電二極管前置放大器

圖58顯示了帶有光電二極管電氣模型的I/V轉換器。基本傳遞函數是：

其中IPHOTO是光電二極管的輸出電流，RF和CF的并行組合設置了信號帶寬。

使用該前置放大器可獲得的穩定帶寬是射頻、放大器增益帶寬乘積和放大器求和結處的總電容（包括Cs和放大器輸入電容）的函數。射頻和總電容在放大器的環路傳輸中產生一個極點，可能導致峰值和不穩定。增加CF會產生0在環傳輸，這補償了極點的影響并減少了信號帶寬。可以看出，產生45°相位裕度（f（45））的信號帶寬由表達式定義

其中fCR是放大器的交叉頻率，RF是反饋電阻，CS是放大器求和結處的總電容（放大器+光電二極管+板寄生）。

產生f（45）的CF值可以顯示為：

在這種情況下，頻率響應將顯示約2分貝的峰值和15%的超調。半個CF的瞬時帶寬削減將導致一半的頻率響應平緩。

前置放大器的輸出噪聲超過頻率如圖59所示。

環路中的極點傳輸轉化為放大器噪聲增益中的0，從而導致輸入電壓噪聲在頻率上的放大。CF引入的環路傳輸0限制了放大。噪聲增益帶寬擴展超過前置放大器信號帶寬，并最終由放大器的環路增益降低而衰減。建議保持輸入端阻抗匹配，以消除共模噪聲峰值效應，這將增加輸出噪聲。

將輸出電壓噪聲譜密度隨頻率的平方積分，然后取平方根，就可以得到前置放大器輸出噪聲的總有效值。表5總結了放大器、反饋電阻和源電阻的近似值。還列出了RF=50kΩ、CS=15pf和CF=2pf（帶寬約為1.6mhz）的示例前置放大器的噪聲分量。

高速JFET輸入儀表放大器

圖60顯示了一個使用AD8065/AD8066的具有高輸入阻抗的高速儀表放大器的示例。直流傳輸函數為：

對于G=+1，建議將兩個前置放大器的反饋電阻設置為低值（例如，50Ω源阻抗為50Ω）。G=+1的帶寬為50 MHz。為了獲得更高的增益，帶寬將由前置放大器設置，等于

inamp的共模抑制主要由電阻比R1:R2到R3:R4的匹配來決定。可以估計

前置放大器的結阻抗總和等于toRF | | 0.5（RG）。這是用于匹配目的的值。

視頻緩沖器

在AD8061的視頻輸出中，使其成為一個有用的視頻緩沖區，如圖61所示。

G=+2配置補償信號因信號終端而產生的電壓分壓。對于高達7MHz的信號，該緩沖器保持0.1dB的平坦度，從低振幅到2V p-p（圖7）。在±5 V電源條件下，差分增益和相位測量值分別為0.02%和0.028°。

外形尺寸

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