特征

從5V到12V的靈活電源

電源轉換輸入低至1.5V

1%輸出電壓精度

大電流集成驅動器

輸出電壓可調

0.8V內部基準

無傳感器和可編程OCP

低側RdsON

振蕩器內部固定在270kHz

軟啟動可編程

無負載感應啟動

禁用功能

FB斷開保護

SO-8包裝

應用

子系統電源（MCH、IOCH、PCI…）

存儲器和終端電源

CPU和DSP電源

分布式電源

通用DC/DC轉換器

說明

L6726A是單相降壓控制器集成大電流驅動器完整的控制邏輯、保護和參考電壓實現簡單易行通用型DC-DC變換器SO-8包。設備靈活性允許管理轉換電源輸入VIN低至1.5V和設備電源電壓范圍為5V至12V。L6726A提供了一個簡單的控制回路，帶有反電導誤差放大器。集成0.8V基準允許調節輸出電壓在線路和溫度范圍內精度為±1%變化。振蕩器內部固定為270kHz。L6726A提供可編程過電流保護。監控當前信息跨低側mosfet的RdsON節省使用具有昂貴和占用空間的感覺電阻器。FB斷開保護防止過度以及浮動時的危險輸出電壓引腳FB。

表4。電氣特性（VCC=12V；TA=25°C，除非另有規定）。

表4。電氣特性（續）（VCC=12V；TA=25°C，除非另有規定）。

1.設計保證，不經測試。

設備說明

L6726A是一個單相PWM控制器，內置大電流驅動器，提供完整的控制邏輯和保護，以簡單易行的方式實現一個通用的DC  DC降壓變換器。設計用于在同步buck中驅動N溝道mosfet拓撲結構，由于其高度集成，這8針設備允許降低成本和尺寸電源解決方案。L6726A設計為在5V或12V電源總線上工作。多虧了高精度0.8V內參比，輸出電壓可精確調節到0.8V以下在線路和溫度變化范圍內，精度為±1%。開關頻率由內部設定至270kHz。該裝置提供了一個具有外部補償跨導的簡單控制回路誤差放大器和可編程軟啟動。低側無功能允許設備在預充電輸出上進行軟啟動，避免負載側出現負尖峰。為了避免負載損壞，L6726A提供可編程閾值過電流保護。輸出電流通過低側MOSFET RdsON監控，節省了昂貴且占用空間的傳感電阻。L6726A還具有FB斷開功能保護，防止在FB引腳浮動時出現危險的不受控輸出電壓。

集成的大電流驅動器允許使用不同類型的功率MOSFET（也多個mosfet以減少等效RdsON），保持快速開關轉換。高壓側MOSFET的驅動器使用啟動引腳供電，相位引腳用于返回。這個低側MOSFET的驅動器使用VCC引腳供電，GND引腳用于回路。該控制器包含一個反射穿和自適應死區控制，以最小化側體二極管導通時間低，在保持良好效率的同時節約使用肖特基二極管：

為了檢查高壓側MOSFET是否關閉，檢測相位引腳。當電壓在相位引腳下降，低側MOSFET柵極驅動突然應用

為了檢查低壓側MOSFET是否關閉，檢測LGATE引腳。當電壓在LGATE下降，高側MOSFET柵極驅動突然應用。如果電感器中的電流為負，則相引腳上的電壓將永遠不會下降。到允許低側MOSFET開啟，即使在這種情況下，看門狗控制器被啟用：如果高邊MOSFET的源不下降，低邊MOSFET是這樣接通的允許感應器的負電流再循環。此機制允許即使電流是負的，系統也要調節。電源轉換輸入靈活：5V、12V總線或任何允許轉換的總線（請參閱可選擇最大工作循環限制和建議的工作條件）自由。

功耗

L6726A為高側和低側MOSFET嵌入了高電流MOSFET驅動器：it然后考慮設備在驅動它們時所消耗的功率是很重要的為了避免克服最高結工作溫度。在器件功耗中有兩個主要因素：偏置功率和驅動器功率。設備偏置功率（PDC）取決于通過提供引腳，可簡單量化如下（假設提供HS和LS具有相同VCC的設備驅動程序）：

電源是駕駛員持續打開和關閉外部MOSFET；它是開關頻率的函數所選MOSFET的驅動器和總柵電荷。它可以量化考慮開關MOSFET所消耗的總功率PSW（易于計算）是由三個主要因素消散：外部柵電阻（當存在時）、內部MOSFET電阻和本征驅動電阻。最后一個學期是最重要的學期待確定計算器件功耗。總功率消散了要切換MOSFET結果：

其中VBOOT-VPHASE是自舉電容器上的電壓。外部柵極電阻有助于器件耗散開關功率，因為功率PSW將在內部驅動器阻抗和外部電阻器之間共享導致設備普遍冷卻。

軟啟動和禁用

L6726A實現了軟啟動，以平穩地為輸出濾波器充電，避免了高峰值輸入電源所需的電流。該設備提供10μa軟啟動補償網絡電容器的線性充電電流。斜坡將COMP電壓與振蕩器三角波相比較，產生增加對輸出電容器充電的寬度。當FB電壓超過800mV時，輸出電壓處于調節狀態：軟啟動階段將結束，跨導誤差放大器輸出將被啟用關閉控制循環。如果軟啟動期間出現過電流，過電流邏輯將覆蓋軟啟動啟動序列，并將關閉PWM邏輯和高壓側和低壓側門。這種情況被鎖定，循環VCC恢復。該設備僅在VCC電源高于UVLO時才提供軟啟動電流閾值和過流閾值設置階段已完成。

低側無啟動（LSLess）

L6726A在軟啟動期間執行一個特殊的序列，使LS驅動器能夠切換階段，LS驅動器結果禁用（LS=關閉），直到HS開始切換。這樣可以避免輸出電壓上的危險負尖峰，如果在預充電輸出上啟動，并限制輸出放電（輸出放電量取決于編程SS時間長度：編程SS越短，輸出越受限放電）。如果輸出電壓預先充電到高于最終電壓的電壓，HS將不要開始切換。在這種情況下，LS被啟用并將輸出釋放到final調節值。

啟用/禁用

在0.4V（最小）電壓下按COMP/DIS引腳可禁用該設備。在這種情況下關閉HS和LS MOSFET，10μA SS電流來自COMP/DIS別針。釋放引腳后，設備可以再次執行新的SS。

過流保護

過流特性通過以下方式保護轉換器免受短路輸出或過載感測通過低側MOSFET漏源導通電阻的輸出電流信息，RdsON。這種方法通過避免使用昂貴和占用空間的傳感電阻。低壓側RdsON電流檢測是通過比較相電壓來實現的當LS MOSFET以編程的OCP閾值電壓打開時，內部持有。如果監測到的電壓降（GND至相位）超過此閾值，則檢測到過電流事件。如果連續兩次檢測到兩次過電流事件切換周期后，保護將觸發，設備將同時關閉LS和HSMOSFET處于鎖定狀態。要從觸發的過電流保護中恢復，必須循環VCC電源。

過電流閾值設置

L6726A允許輕松編程50mV至550mV的過電流閾值，只需在LGATE和GND之間添加一個電阻（ROCSET）。在VCC上升超過UVLO閾值后的短時間內（5.5毫秒-6.5毫秒），一個內部10μA電流（IOCSET）來自LGATE引腳，用于確定電壓降穿過洛塞特。電壓降將被采樣，并由設備內部保持電流閾值。OC設置程序的總時間長度為5.5ms到6.5ms，與設定的閾值成比例。在LGATE和GND之間連接一個ROCSET電阻器，編程閾值將為：

ROCSET值的范圍從5kΩ到55kΩ。如果ROCSET上的電壓降太低，系統將對啟動非常敏感勵磁涌流和噪聲。這可能導致意外的OCP觸發。在這種情況下，考慮增加ROCSET值。如果沒有連接ROCSET，設備會將OCP閾值切換到375mV的默認值值：一旦LGATE電壓達到，就會觸發LGATE上的內部安全鉗700mV（典型），啟用375mV默認閾值，并突然結束OC設置階段。OC閾值設置程序計時圖片和示波器示例見圖6波形。

反饋斷線保護

為了在FB引腳未連接的情況下提供負載保護，100nA偏置電流總是從這個別針。如果FB引腳未連接，偏置電流將永久性地拉動避免FB壓力上升到低電平。

欠壓閉鎖

為了避免電源電壓過低時器件的異常行為支持其內部軌道，提供UVLO：當VCC達到時，設備將啟動UVLO上限，當VCC低于UVLO下限閾值時將關閉。4.1V最大UVLO上限允許L6726A從5V和12V供電二極管配置中的總線。

應用程序詳細信息

輸出電壓選擇

L6726A能夠精確調節低至0.8V的輸出電壓帶有一個固定的0.8V內部基準，保證輸出調節電壓不包括電阻在±1%范圍內的溫度變化分壓器公差（如有）。通過在FB引腳之間增加一個電阻ROS，可以獲得高于0.8V的輸出電壓和地面。參考圖1，穩態直流輸出電壓為：

補償網絡

圖8所示的控制回路是電壓模式控制回路。誤差放大器是跨導型，具有固定增益（3.3mS典型值）。FB電壓調節至內部基準，因此輸出電壓根據輸出電阻分壓器固定（如有）。跨導誤差放大器輸出電流在ZF上產生一個電壓，即與振蕩器鋸齒波相比，為驅動部分提供PWM信號。然后，PWM信號以VIN振幅傳輸到開關節點。這個波形是由輸出過濾器過濾。

轉換器傳遞函數是EA（COMP）和VOUT的輸出節點。這個函數有一個雙極（復數共軛），頻率FLC取決于L-COUT共振，FESR為零取決于輸出電容ESR。調制器的直流增益只是輸入電壓VIN除以峰間振蕩器電壓∆VOSC。VOUT通過輸出電阻分壓器被縮放并傳輸到FB節點。補償網絡通過傳輸關閉連接FB和COMP節點的環路函數理想地等于-gm·ZF。補償的目標是閉合控制回路，保證直流調節精度高，性能好動態性能和穩定性。為了實現這一點，整個環路需要高直流增益，良好的相位和高帶寬。實現高直流增益，使補償網絡傳輸具有積分器形狀功能。環路帶寬（F0dB）可以通過選擇合適的射頻來固定；但是，為了穩定性，它不應超過FSW/2π。為了獲得良好的相位裕度，控制回路增益必須交叉0dB軸，斜率為-20dB/decade。例如，圖9顯示了II型補償的漸近波德圖。

布局指南

L6726A提供控制功能和大電流集成驅動器，以實現大電流降壓DC-DC轉換器。在這種應用中，一個好的布局是非常重要的很重要。為這些應用程序放置組件時的第一個優先級必須保留給電源部分，盡可能減少每個連接和回路的長度。到將噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗）電源連接（在中突出顯示圖10）必須是電源平面的一部分，并且無論如何都要用寬而厚的銅來實現跟蹤：循環必須最小化。關鍵部件，即功率mosfet，必須彼此靠近。建議使用多層印刷電路板。

輸入電容（CIN），或至少所需總電容的一部分，必須放置在靠近功率段的地方，以消除由銅的痕跡。低ESR和ESL電容器是首選，建議MLCC在HS排水管附近連接。當電源跡線必須在為了降低PCB的寄生電阻和電感。再者，復制多個PCB層上相同的高電流軌跡將降低寄生電阻與那個連接有關。將輸出大容量電容器（COUT）連接到盡可能靠近負載的位置，最大限度地減少寄生與銅跡線相關的電感和電阻，也增加了額外的去耦電容器沿途到達負載時，這會導致電容器遠離散裝電容器銀行。門軌跡和相位軌跡的大小必須根據所傳送到的驅動器均方根電流確定功率MOSFET。設備的健壯性允許管理具有強大功能的應用程序遠離控制器而不損失性能。不管怎樣，如果可能的話建議盡量減少控制器和電源部分之間的距離。看到了嗎圖11驅動程序當前路徑。小信號組件和應用程序關鍵節點的連接，以及旁路電容器對于器件的供電，也很重要。定位旁路電容器（VCC和自舉電容器）和回路補償元件盡可能靠近裝置實用。為了實現過流可編程性，將ROCSET靠近設備并避免由于內部電流源僅為10μA，因此LGATE/OC引腳上的泄漏電流路徑不使用肖特基二極管與低邊MOSFET并聯的系統可能會顯示出很大的缺陷相位針上有負尖峰。該峰值必須限制在絕對最大值范圍內額定值（例如，在HS MOSFET柵極上串聯一個柵極電阻，或一個相位電阻串聯到相引腳），以及正尖峰，但有一個額外的結果：導致自舉電容器過充。這個額外的費用可以原因，在最大輸入電壓的最壞情況下瞬態，啟動到相電壓克服絕對最大額定值導致設備故障。在這種情況下，建議通過添加串聯到自舉二極管的小電阻（圖1中的RD）。

嵌入基于L6726A的VRs

將虛擬現實嵌入應用程序時，必須格外小心，因為VR是一種開關式DC/DC調節器，它必須在其中工作的最常見的系統是數字系統，如MB或類似系統。事實上，最新的MBs變得越來越快功能強大：高速數據總線越來越普遍和開關感應噪聲如果不遵循其他布局指南，VR生成的數據可能會影響數據完整性。在選擇開關量較大的路徑時，必須主要考慮幾個簡單點電流流動（開關高電流會導致雜散電感上的電壓尖峰引起噪聲的跡線會影響附近的跡線）：當在內部層上復制高電流路徑時，保持所有層的大小順序相同以避免“周圍”效應增加噪聲耦合。在大電流開關VR軌跡和數據總線之間保持安全防護距離，尤其是高速數據總線，以減少噪聲耦合。為I/O子系統路由偏差跟蹤時，保持安全防護距離或適當過濾必須在VR附近行走。噪聲的可能原因可能位于相位連接、MOSFETs柵極驅動以及輸入電壓路徑（來自輸入大容量電容器和HS漏極）。也接地連接如果不堅持使用電源接地平面，則必須考慮。這些連接必須小心遠離噪音敏感的數據總線。由于產生的噪聲主要是由于VR的開關活動，所以噪聲發射取決于電流轉換的速度。為了降低噪聲排放水平，也有可能，除了之前的指導方針外，為了降低當前的坡度，從而增加切換時間：由于切換時間較長，這將導致增加在系統熱設計中必須考慮的開關損耗。

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