特點

•高帶寬：230MHz（G=+1），100兆赫（G=+2）

•低電源電流：7.8mA（VS=+5V）

•靈活的供應范圍：

±1.5V至±5.5V雙電源

+3V至+11V單電源

•輸入范圍包括單電源接地

•4.82VPP輸出擺幅開啟+5V電源

•高轉換率：500V/μs

•低輸入電壓噪聲：9.2nV/√Hz

•提供MSOP-8軟件包

應用

•單電源ADC輸入緩沖器

•單電源視頻線路驅動器

•CCD成像通道

•低功率超聲波

•PLL積分器

•便攜式消費電子產品

•低功耗有源濾波器

說明

OPA2830是一款雙路、低功耗、單電源、寬帶、電壓反饋放大器，設計用于單+3V或+5V電源。也支持在±5V或+10V電源上運行。輸入范圍延伸至地面以下，并在正極電源的1.8伏范圍內。使用互補的公共發射極輸出，在驅動150Ω時，輸出擺幅在地面的25毫伏和+V范圍內。高輸出驅動電流（75mA）和低差分增益和相位誤差也使其成為單電源消費視頻產品的理想選擇。

高增益帶寬積（100MHz）和轉換率保證了低失真操作（500V/μs），使OPA2830成為3V和5V CMOS模數轉換器（ADC）的理想輸入緩沖級。與早期的低功耗單電源放大器不同，失真性能隨著信號擺幅的減小而提高。低9.2nV/√Hz輸入電壓噪聲支持寬動態范圍操作。

OPA2830采用行業標準的SO-8封裝。OPA2830還提供小型MSOP-8封裝。對于固定增益和線路驅動器應用，請考慮OPA2832。

相關產品

單電源，差分，二階，5MHz，低通Sallen鍵濾波器

訂購信息

（1）、有關最新的包裝和訂購信息，請參閱本文檔末尾的“套餐選項附錄”。

典型特性：VS=±5V

在TA+25°C時，G=+2V/V，RF=750Ω，RL=150Ω接地，除非另有說明（見圖72）。

TA=+25°C，RF=604Ω（如圖17所示），RL=500Ω，除非另有說明。

除非另有說明，否則TA=+25°C，G=+2V/V，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2，輸入VCM=2.5V（見圖70）。

TA=+25°C，RF=604Ω，RL=500Ω差分（如圖45所示），除非另有說明。

典型特征：VS=+3V

TA=+25°C，G=+2V/V，RL=150Ω至VS/3，除非另有說明（見圖71）。

典型特征：VS=+3V

TA=+25°C，RF=604Ω，RL=500Ω差分（如圖64所示），除非另有說明。

應用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA2830是一個單位增益穩定，非常高速的電壓反饋運算放大器，設計用于單電源操作（+3V到+10V）。輸入級支持輸入電壓低于地面且在正電源的1.7V范圍內。互補共發射極輸出級提供一個輸出擺幅到25毫伏內的接地和正電源。OPA2830經過補償，可在各種電阻負載下穩定運行。

圖70顯示了用于+5V規格的交流耦合+2增益配置和典型特性曲線。出于測試目的輸入阻抗設置為50Ω，電阻接地。電氣特性中報告的電壓波動直接在輸入端和輸出引腳。對于圖70中的電路，高頻輸出的總有效負載為150Ω| | 1500Ω。非轉換輸入端的1.5kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，從而減少了由于輸入偏置電流而產生的直流輸出偏移。

圖71顯示了用于+3V規格和典型特性曲線的交流耦合+2增益配置。電氣特性中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處采集。對于圖71中的電路，高頻輸出的總有效負載為150Ω| | 1500Ω。非轉換輸入端的1.13kΩ和2.26kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，從而減少了由于輸入偏置電流而產生的直流輸出偏移。

圖72顯示了作為±5V電氣特性和典型特性基礎的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設置為50Ω，使用串聯輸出電阻將輸出阻抗設置為150Ω。規范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處測量。電路圖72有效負載為150Ω| | 1.5kΩ。圖72中包括兩個可選組件。附加電阻器（348Ω）與非換向輸入串聯。再加上25Ω直流電源電阻回望信號發生器，這就產生了一個輸入偏置電流抵消電阻，與在逆變輸入處看到的375Ω源電阻相匹配（請參閱直流精度和偏移控制部分）。除了通常的電源對地去耦電容器外，兩個電源引腳之間還包括一個0.01μF電容器。在實際的PC板布局中，這種可選電容器通常會將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

單電源ADC接口

圖73的ADC接口顯示了一個直流耦合的單電源ADC驅動電路。許多系統現在都需要ADC及其驅動器的+3V至+5V供電能力。OPA2830在這一苛刻的應用中提供了出色的性能。它的大輸入和輸出電壓范圍和低失真支持轉換器，如第1頁圖中所示的ADS5203。輸入電平轉換電路的設計使得VIN可以在0V到0.5V之間，同時為ADS5203提供1V到2V的輸出電壓。

直流電平變換

圖74顯示了圖73的一般形式，它是一個直流耦合的無反轉放大器，它將輸入電平向上移動，以適應所需的輸出電壓范圍。給定所需的信號增益（G），以及當VIN在其范圍的中心時需要向上移動的量VOUT（ΔVOUT），以下等式給出了產生所需性能的電阻值。假設R4在200Ω和1.5kΩ之間。

其中

確保VIN和VOUT保持在指定的輸入和輸出電壓范圍內。

圖73的電路就是這種應用的一個很好的例子。當使用+3V電源時，它被設計為在0V和0.5V之間獲取VIN，并在1V和2V之間產生VOUT。這意味著G=2.00，ΔVOUT=1.50V–Gנ0.25V=1.00V。將這些值代入上述方程（R4=750Ω）得到：NG=2.33，R1=375Ω，R2=2.25kΩ，R3=563Ω。對于圖73中的電路，電阻器被更改為最接近的標準值。

交流耦合輸出視頻線驅動器

低功耗和低成本的視頻線驅動器通常將增益為2的數模轉換器（DAC）輸出緩沖到雙端接線路中。這些接口通常需要直流阻塞電容器。用于一個簡單的解決方案是，該接口通常使用非常大的值阻塞電容器（220μF）來限制幀之間的傾斜或凹陷。圖76顯示了一種使用低得多的電容值來創建非常低的高通極位置的方法。該電路在輸出引腳處提供2的電壓增益，高通極位于8Hz。考慮到150Ω負載，簡單的阻塞電容器方法需要133μF值。使用圖76中的這個簡單的弧垂校正電路，兩個值低得多的電容器給出了相同的低通極點。

在圖76中，使用正電源的分壓器將輸入稍微正移。在視頻信號的同步尖端部分，當DAC輸出為零電流時，這將產生約200mV的輸入直流偏移，在輸出引腳處顯示為400mV直流偏移。這將使輸出保持在其線性工作區。這會將任何電源噪聲傳遞到輸出，增益約為–20dB，因此建議在電源引腳上進行良好的電源去耦。圖75顯示了圖76電路的頻率響應。這張圖顯示了8Hz低頻高通磁極和大約100MHz的高端截止。

減少峰值的非互易放大器

圖77顯示了一個非轉換放大器，它減少了低增益時的峰值。電阻器RC補償OPA2830以獲得更高的噪聲增益（NG），從而在不改變直流增益的情況下降低交流響應峰值（通常在G=+1時為4dB，無RC）。VIN必須是低阻抗源，例如運算放大器。

噪聲增益可計算如下：

單位增益緩沖器可以通過選擇RT=RF=20.0Ω和RC=40.2Ω（不要使用RG）來設計。這使得噪聲增益為2，因此響應將類似于G=+2的特性圖，峰值較少。

單電源有源濾波器

OPA2830在單個+3V或+5V電源上運行，非常適合高頻有源濾波器設計。關鍵的附加要求是在電源中點附近建立信號的直流工作點，以獲得最高動態范圍。圖巴特沃思1MHz低通濾波器的設計實例。

輸入信號和增益設置電阻器均采用0.1μF阻塞電容器進行交流耦合（在所示元件值的低頻極設置為32kHz時，實際給出帶通響應）。這允許兩個1.87kΩ電阻器形成的中點偏壓出現在輸入和輸出引腳上。在這種情況下，中頻信號增益設置為+4（12dB）。無換向輸入端的對地電容器有意設計為更高的值，以控制輸入寄生項。當增益為+4時，單個電源上的OPA2830將顯示30MHz大小信號帶寬。在放大器級，濾波器電阻值已經過輕微調整，以考慮到這個有限的帶寬。對該電路的測試表明，在放大器的-3dB帶寬為30MHz時，具有一個非常平坦的通帶（高于32kHz交流耦合角），并且最大阻帶衰減為36dB。

差分低通有源濾波器

雙OPA2830提供了實現低功耗差分有源濾波器的簡單方法。在單一電源上，實現二階低通濾波器的一種方法如圖79所示。該電路提供1的凈差分增益和精確的5MHz巴特沃斯響應。該信號與由單位增益緩沖器BUF602設置的電路的直流工作點進行交流耦合（在低頻下提供高通極）。這個緩沖器為高頻提供非常低的輸出阻抗，以保持精確的濾波器特征。如果該源是一個直流耦合信號，已經偏置到OPA2830輸入CMR的工作范圍內，這些電容和中點偏置可以被去除。為了獲得所需的5MHz截止，濾波器的輸入電阻實際上是119Ω。這在圖79中實現，作為直流偏置網絡的一部分，差分輸入每一半上的兩個238Ω電阻器的并聯組合。如果拆下BUF602，這些電阻器應折疊回單個119Ω輸入電阻器。

以這種方式實現直流偏置也會使差分信號衰減一半。通過將放大器增益設置為2V/V以獲得從輸入到輸出的netunity增益濾波器特性，可以恢復這一點。此處所示的濾波器設計也從理想分析中略微調整了電阻值，以說明放大器級的100MHz帶寬。非換向輸入處的濾波電容器顯示為兩個獨立的接地電容器。當然，將這兩個電容器在兩個輸入端（該電路為50pF）折疊成一個電容器，以獲得相同的差分濾波特性，測試表明，兩個獨立的電容器連接到一個低阻抗點，可以衰減電路中存在的共模反饋，從而在實際實現中提供更穩定的操作。圖80顯示了圖79中濾波器的頻率響應。

高通濾波器

圖81顯示了另一種中等供應偏壓的方法。該方法使用旁路除法器網絡代替圖79中使用的緩沖器。阻抗是由構成分頻器網絡的電阻的并聯組合來設置的，但是隨著頻率的增加，它看起來越來越像是電容器造成的短路。一般來說，電容值需要比所示的濾波電容值大兩到三個數量級才能使電路正常工作。

圖82顯示了圖81電路的頻率響應。

高性能DAC跨阻放大器

高頻視頻數模轉換器（dac）有時可以受益于低失真輸出放大器，以保持其SFDR性能到現實世界的負載。圖83顯示了差分輸出驅動實現。該圖顯示了連接到OPA2830的虛擬接地求和結的信號輸出電流，該結被設置為跨阻級或I-V轉換器。如果DAC要求其輸出端接至除接地以外的合規電壓，則適當的電壓電平可應用于OPA2830的非轉換輸入端。這個電路的直流增益等于射頻。在高頻下，DAC輸出電容（圖83中的CD）將在OPA2830的噪聲增益中產生零，這可能導致閉環頻率響應的峰值。在射頻中加入CF以補償噪聲增益峰值。為了實現平坦的跨阻頻率響應，每個反饋網絡中的極點應設置為：

其截止頻率f–3dB約為：

設計工具

演示固定裝置

兩塊印刷電路板（PCB）可用于協助使用OPA2830在其兩個封裝選項中對電路性能進行初步評估。這兩種產品都是免費提供的未填充多氯聯苯，并附有用戶指南。這些固定裝置的匯總信息如表1所示。

可在德克薩斯儀器公司網站上索取演示裝置通過OPA2830產品文件夾。

宏模型和應用程序支持

使用SPICE對電路性能進行計算機模擬，通常是分析OPA2830及其電路設計的一種快速方法。這對于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因為寄生電容和電感會對電路性能起主要作用。關于OPA2830的SPICE模型可以通過TI網頁獲得(www.ti.com網站). 應用部門也可以提供設計協助。這些模型預測典型的小信號交流，瞬態階躍，直流性能和噪聲在各種各樣的工作條件下。模型包括數據表電氣規范中的噪聲項。這些型號不試圖區分封裝類型在其小信號交流性能。

操作建議

優化電阻值

由于OPA2830是一種單位增益穩定的電壓反饋運算放大器，反饋和增益設置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動態范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設置的。對于非互易單位增益跟隨器應用，反饋連接應采用直接短路。

低于200Ω時，反饋網絡將呈現額外的輸出負載，這可能會降低OPA2830的諧波失真性能。高于1kΩ時，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會導致放大器響應中的非故意頻帶限制。

一個好的經驗法則是將RF和RG的并行組合（見圖72）設定為小于約400Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網絡中增加一個極點，從而使正向響應為零。假設反向節點上寄生2pF，保持RF | | RG<400Ω將使該極點保持在200MHz以上。就其本身而言，這個約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個kΩ。只要射頻形成的磁極和并聯的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內，這是可以接受的。

在反向配置中，必須注意額外的設計考慮。RG成為輸入電阻，因此成為驅動源的負載阻抗。如果需要阻抗匹配，可以將RG設置為所需的終端值。然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值會對放大器輸出產生重要的負載。例如，如果逆變增益為2，且輸入匹配電阻為50Ω（=RG），則需要一個100Ω的反饋電阻器，這將有助于輸出負載與外部負載并聯。在這種情況下，最好同時增加RF和RG值，然后用第三個接地電阻實現輸入匹配阻抗（見圖84）。總輸入阻抗變成RG和附加并聯電阻的并聯組合。

帶寬與增益：無反轉操作

隨著信號增益的增加，電壓反饋運放的閉環帶寬逐漸減小。理論上，這種關系用規范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，用GBP除以無反轉信號增益（也稱為噪聲增益，或NG）可以預測閉環帶寬。實際上，這只在相位裕度接近90°時成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子）時，大多數放大器將表現出較復雜的響應，相位裕度較低。OPA2830經過補償，在非可逆增益為2的情況下給出了輕微的峰值響應（見圖72）。這導致105MHz的典型增益為+2帶寬，遠遠超過105MHz GBP除以2的預測值。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預測值（GBP/NG）。當增益為+10時，電特性中顯示的10MHz帶寬與使用簡單公式和105MHz的典型GBP預測的帶寬一致。

增益為+2的頻率響應可以通過將噪聲增益增加到3來實現異常平坦。在不影響+2信號增益的情況下，一種方法是在兩個輸入端添加一個2.55kΩ電阻器，如圖77所示。在單位增益（電壓跟隨器）應用中，可以使用類似的技術來減少峰值。例如，通過在兩個運算放大器輸入端使用一個750Ω反饋電阻器和一個750Ω電阻器，電壓跟隨器響應將類似于圖71中的+2響應增益。進一步降低運算放大器輸入端的電阻值將進一步抑制因噪聲增益增加而引起的頻率響應。與±5V相比，OPA2830在單電源（+5V）工作時顯示出最小的帶寬減少。這種最小的減少是因為內部偏置控制電路在電源引腳之間的總電源電壓改變時保持幾乎恒定的靜態電流。

反轉放大器操作

所有熟悉的運算放大器應用電路都可以與OPA2830一起提供給設計者。圖84是典型的逆變配置，圖70中的輸入/輸出阻抗和信號增益保留在逆變電路中配置。反轉操作是更常見的要求之一，它提供了一些性能優勢。它還允許輸入偏向于VS/2，沒有任何凈空問題。輸出電壓可以獨立地移動到輸出電壓范圍內與耦合電容，或偏置調整電阻。

在反向配置中，必須注意三個關鍵的設計考慮因素。首先要考慮的是增益電阻（RG）成為信號通道輸入阻抗。如果需要輸入阻抗匹配（每當信號通過電纜、雙絞線、長PC板跡線或其他傳輸線導體耦合時，這是有益的），可以將RG設置為所需的終端值，并調整RF以獲得所需的增益。這是最簡單的方法，可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。

然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個重要的負載。對于2的反向增益，將RG設置為50Ω以進行輸入匹配，無需RM，但需要100Ω反饋電阻器。這種結構有一個有趣的優點，即對于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上面所考慮的非轉換電路相同。放大器輸出現在將看到與外部負載并聯的100Ω反饋電阻器。通常，反饋電阻應限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內。在這種情況下，最好同時增大RF和RG值，如圖84所示，然后用第三個電阻（RM）實現輸入匹配阻抗接地。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯組合。

上一段提到的第二個主要考慮因素是信號源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，從而影響帶寬。對于圖84中的示例，RM值與外部50Ω源阻抗（在高頻下）并聯組合，產生50Ω| | 57.6Ω=26.8Ω的有效驅動阻抗。該阻抗與RG串聯，用于計算噪聲增益。對于圖84，產生的噪聲增益為2.87，而如果如上所述可以消除RM，則只有2。因此，圖84中增益為–2電路的帶寬（NG=+2.87）將低于圖70中增益為+2電路的帶寬。

逆變放大器設計中的第三個重要考慮因素是在無反轉輸入端設置偏置電流抵消電阻器（RT=750Ω的并聯組合）。如果將該電阻設置為從逆變節點向外看的總直流電阻，則由輸入偏置電流引起的輸出直流誤差將減小為（輸入偏移電流）乘以RF。當直流閉鎖電容器與RG串聯時，圖84中，從逆變模式看出來的直流電源阻抗僅為RF=750Ω。為了減少電阻和電源饋通引入的額外高頻噪聲，RT被電容器旁路。

輸出電流和電壓

OPA2830提供了出色的輸出電壓能力。對于+5V電源，在+25°C的空載條件下，輸出電壓相對于任一電源軌的擺幅通常小于90mV。

最低規定的輸出電壓和電流規格通過最壞情況下的模擬設定在最冷的溫度極限。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到保證表中所示的數值。當輸出晶體管提供功率時，它們的結溫會升高，降低它們的vbe（增加可用的輸出電壓擺幅）和增加它們的電流增益（增加可用的輸出電流）。在穩態運行中，由于輸出級結溫將高于規定的最低工作環境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規范中所示的值。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是ADC包括建議用于改善ADC線性度的附加外部電容。像OPA2830這樣的高速、高開環增益放大器，當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，其穩定性和閉環響應峰值非常敏感。當主要考慮的是頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋環隔離開。

典型的特性曲線顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA2830的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個設備的連接很容易超過此值。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（參見電路板布局指南部分）。

設置RS電阻器的標準是負載處的最大帶寬、平坦頻率響應。當增益為+2時，輸出引腳處的頻率響應在沒有電容性負載的情況下已經稍微達到峰值，需要相對較高的RS值來平坦負載下的響應。增加噪聲增益也會降低峰值（見圖77）。

失真性能

OPA2830在150Ω負載下具有良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在更輕的負載和/或在單+3V電源上運行提供了卓越的性能。一般來說，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將主導失真，而三次諧波分量可以忽略不計。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。請記住，總負載包括反饋網絡；在非反轉配置（見圖72）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只需將RF與實際負載并聯。運行差分抑制二次諧波，如差分典型特性曲線所示。

噪聲性能

高轉換率、單位增益穩定、電壓反饋運算放大器通常以較高的輸入噪聲電壓為代價來實現轉換率。然而，OPA2830的9.2nV/√Hz輸入電壓噪聲遠低于同類放大器。輸入參考電壓噪聲和兩個輸入參考電流噪聲項（2.8pA/√Hz）結合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖85顯示運算放大器噪聲分析模型，包括所有噪聲項。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程1顯示了使用圖85中所示術語的輸出噪聲電壓的一般形式：

將該表達式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到無反轉輸入處的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式2所示：

對圖70所示電路和元件值的這兩個方程進行評估，將得到19.3nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和9.65nV/√Hz的總等效輸入點噪聲電壓。這包括由電阻器增加的噪聲。這個總輸入參考點噪聲電壓并不比僅運算放大器電壓噪聲的9.2nV/√Hz規格高多少。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運算放大器的平衡輸入級允許在各種應用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產品相比，OPA2830的電源電流微調提供了更嚴格的控制。雖然每個輸入端之間的輸入端5通常需要較高的電流匹配偏差（盡管這可能會導致輸入端之間的電流偏差相對較高）。這是通過匹配出現在兩個輸入端的直流源電阻來實現的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規格，評估圖72的配置（其具有匹配的直流輸入電阻），得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于：

•（NG=直流條件下的不可逆信號增益）

•±（NG×VOS（最大））+（RF×IOS（最大））

•=±（2×7.5mV）נ（375Ω×1.1μA）

•=±15.41mV

通常需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術。這些技術大多是基于通過反饋電阻增加直流電流。在選擇偏移微調方法時，一個關鍵考慮因素是對期望信號路徑頻率響應的影響。如果信號路徑是非可逆的，則最好將偏移控制作為逆變和信號應用，以避免與信號源的交互。如果信號路徑要反轉，可以考慮對非反轉輸入應用偏移控制。通過比信號通路電阻大得多的電阻值將直流偏置電流引入逆變輸入節點。這將確保調節電路對環路增益和頻率響應的影響最小。

熱分析

最大期望結溫將設置允許的最大內部功耗，如下所述。在任何情況下，最高結溫不得超過+150°C。

工作結溫度（TJ）由TA+PD×θJA給出。總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。當PDL的輸出電壓為4/a時，PDL的輸出電壓為4/V，而PDL的輸出電壓為4/V。在此條件下，PDL=VS2/（16×RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率，而不是負載。

作為最壞情況的例子，使用圖72電路中的OPA2830（MSOP-8封裝）計算最大TJ，該電路在+85°C的最高規定環境溫度下運行，并在兩個輸出端以+2.5VDC的電壓驅動150Ω負載。

盡管這仍遠低于規定的最高結溫，但出于系統可靠性考慮，可能需要較低的保證結溫。如果負載要求在高輸出電壓下將電流強制輸入輸出，或者在低輸出電壓下從輸出端獲得電流，則可能出現最高的內部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個大的內部電壓降。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器像OPA2830需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a）、將所有信號輸入/輸出引腳對任何交流接地的寄生電容降至最低。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b）、縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。每個電源連接應始終與其中一個電容器斷開連接。兩個電源之間的可選電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）將改善二次諧波失真性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c）、仔細選擇和放置外部元件將保持高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜或碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板痕跡盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡元件，如非轉換輸入端接電阻器，也應放在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會在500MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路運行。保持電阻值盡可能低，以符合負載驅動的考慮。典型特性中使用的750Ω反饋是設計的良好起點。

d）、與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容負荷，并根據推薦的典型特性曲線RS與電容性負荷設定RS。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA2830名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。當信號增益增加（增加空載相位裕度）時，允許無RS的更高寄生電容負載。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω環境通常不需要船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載的關系所示陰謀。與定義的特征電路板軌跡阻抗（基于電路板材料和軌跡尺寸），在OPA2830輸出端的跟蹤中使用匹配的串聯電阻器以及目的地輸入端的端接分流電阻器設備。記得嗎終端阻抗應為并聯電阻和目的裝置輸入阻抗的并聯組合；該總有效阻抗應設置為匹配跟蹤阻抗。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如推薦的RS與電容性負載的典型特性曲線所示。這將無法保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e）、不建議套接高速零件。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA2830焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA2830采用非常高速的互補雙極工藝制造。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。如圖86所示，所有ESD管腳都受到保護，如圖86所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（即，在帶有±15V電源部件驅動至OPA2830的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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