EXTVCC連接

LTC1735包含一個內部P溝道MOSFET在EXTVCC和INTVCC引腳之間連接的開關。當EXTVCC引腳高于4.7V時，內部5.2V調節器關閉，開關閉合，INTVCC電源通過EXTVCC供電，直到EXTVCC降至4.5V以下在正常運行。當輸出超出調節范圍時（啟動、短路）電源由內部調節器。對EXTVCC引腳施加的電壓不得超過7V并確保EXTVCC≤VIN。通過通電可以實現顯著的效率提高由于VIN電流產生來自驅動器和控制電流將通過系數（占空比）/（效率）。對于5V調節器簡單地說就是將EXTVCC管腳直接連接到VOUT。但是，對于3.3V和其他低壓調節器，需要額外的電路來獲得INTVCC功率從輸出。下表總結了EXTVCC的四種可能連接：

1.EXTVCC左開（或接地）。這將導致INTVCC由內部5.2V調節器供電在高輸入電壓下，效率損失高達10%。

2.EXTVCC直接連接到VOUT。這是正常現象連接5V輸出調節器，并提供效率最高。對于高于5V的輸出電壓，EXTVCC需要連接到VOUT，以便檢測引腳'不超過絕對最大額定值。允許MOSFET柵極驅動和控制電源

3.EXTVCC連接到輸出派生的boost網絡。對于3.3V和其他低壓穩壓器，效率提高仍然可以通過將EXTVCC連接到一個輸出電壓，該電壓已經被提升到大于4.7伏。這可以通過感應式升壓來實現繞組如圖3a所示或電容性電荷泵如圖3b所示。充電泵具有簡單磁學的優點。

4.EXTVCC連接到外部電源。如果外部電源在5V至7V范圍內可用（EXTVCC≤VIN），如筆記本主5V系統電源，則可使用如果EXTVCC與MOSFET柵極驅動要求。這是典型的案例由于5V電源幾乎總是存在，并且由另一個高效率的調節器。

輸出電壓編程

輸出電壓由外部電阻分壓器設置根據以下公式：

電阻分壓器連接到輸出，如圖所示在圖4中允許遙感電壓。

上部模塊MOSFET驅動器電源（CB，DB）外部自舉電容器CB連接到升壓引腳為上部模塊提供柵極驅動電壓MOSFET。功能圖中的電容器CB已充電當SW引腳時，通過外部二極管DB從INTVCC很低。注意，通過CB的電壓是一個二極管低于INTVCC。當上部的MOSFET打開后，驅動器將CB電壓置于MOSFET的柵源。這增強了MOSFET打開上部開關。開關節點電壓SW上升到VIN，BOOST pin上升到VIN+INTVCC。升壓電容器CB的值需要是100倍大于上部模塊的總輸入電容MOSFET。在大多數應用中，0.1μF至0.33μF相當。DB上的反向擊穿必須更大大于VIN（最大值）。當調整柵極驅動電平時，最終仲裁者是調節器的總輸入電流。如果你做出改變輸入電流減小，然后你改善了效率。如果輸入電流沒有變化，那么效率沒有變化

SENSE+/SENSE–引腳

電流比較器的共模輸入范圍從0V到1.1（INTVCC）。連續線性操作在整個過程中，降壓應用程序得到保證范圍允許輸出電壓在0.8V到7V之間。使用差分NPN輸入級，并用來自內部2.4V電源的內部電阻器，如圖所示在功能圖中。這導致電流由感應針源或沉，取決于輸出電壓。如果輸出電壓低于2.4V電流會從兩個感應管腳流出到主輸出端。這個強制可由實現的最小負載電流電阻分壓器。流出的最大電流感應管腳是：ISENSE++ISENSE–=（2.4V–VOUT）/24k由于VOSENSE伺服到0.8V參考電壓，我們可以選擇圖4中的R1，使其具有最大值吸收此電流：

調節輸出電壓1.8V，最大值R1的值應該是32k。注意在輸出電壓高于2.4V無需R1的最大值來吸收檢測引腳電流；然而，R1仍受VOSENSE反饋電流。

軟啟動/運行功能

RUN/SS引腳是一個多功能引腳，提供軟啟動功能和關閉LTC1735的方法。軟啟動逐漸減少來自VIN的浪涌電流增加控制器的電流限制ITH（MAX）。這個別針也可用于電源排序。將RUN/SS引腳拉至1.5V以下，將LTC1735放入關機。該引腳可直接從邏輯驅動如圖5所示。VIN靜態電流是一個函數運行電壓/SS電壓（參考第6頁的典型性能特性圖）。松開RUN/SS銷允許內部1.2μA電流源對外部軟啟動電容器CSS。如果RUN/SS已經一直拖到地面在啟動前有一個延遲大約：

當RUN/SS上的電壓達到1.5V時，LTC1735在電流限制約為25毫伏/秒。當RUN/SS引腳上的電壓增加時從1.5V到3.0V，內部電流限制增加從25mV/RSENSE到75mV/RSENSE。輸出電流極限緩慢上升，需要額外的1.25s/μF達到最大電流。因此，輸出電流上升慢慢地，從輸入電源。

圖5中的二極管D1減少了啟動延遲，同時允許CSS為軟啟動功能緩慢充電。這個如果不需要軟啟動，可以刪除二極管和CSS。RUN/SS引腳有一個內部6V齊納鉗（參見功能圖）。

故障條件：過電流閉鎖RUN/SS引腳還提供關閉當過電流條件為檢測。RUN/SS電容器CSS最初用于開啟并限制控制器的浪涌電流。之后控制器已啟動并有足夠的時間給輸出電容器充電并提供滿負荷電流，CSS用作短路計時器。如果輸出電壓降至其標稱輸出電壓的70%以下當CSS達到4.1V后，假設輸出嚴重過流和/或短路條件，所以CSS開始放電。如果情況持續根據CSS的大小，在足夠長的時間內，SS/pin將關閉，直到控制器關閉電壓被回收。可以通過提供一個符合RUN/SS引腳組件5V時電流>5μA如圖6所示。這種電流縮短了軟起動周期，但也可防止RUN/SS的凈排放

嚴重過電流和/或短路時的電容器條件。從車輛識別號（VIN）獲得5μA電流時，如圖␣6a，當前latchoff始終失敗。二極管將上拉電阻器連接至INTVCC，如圖6b所示，消除控制器關閉期間的任何額外電源電流，同時消除INTVCC負載，防止控制器啟動。如果CSS上的電壓沒有超過4.1V，過電流閂鎖未啟用，且功能被禁用。在設計的原型階段，可能存在問題噪聲拾取或不良布局導致保護電路關上。取消此功能可以很容易地對電路和PC布局進行故障排除。內部短路和折疊電流限制仍然有效，從而保護供電系統不發生故障。設計完成后，就可以做出決定了是否啟用latchoff功能。軟啟動電容器CSS的值需要可根據輸出電流、輸出電容和負載進行縮放電流特性。最小軟啟動能力由下式給出：CSS>（COUT）（VOUT）（10–4）（RSENSE）建議的最小軟啟動電容器CSS␣=␣0.1μF足以滿足大多數應用。

故障條件：電流限制和電流回退LTC1735電流比較器具有最大感應產生最大MOSFET電流的75mV電壓75毫伏/秒。LTC1735包括當前的折疊，以進一步幫助輸出對地短路時限制負載電流。即使在過載的情況下，折疊電路也處于活動狀態上述停機閂鎖失效。如果輸出下降一半以上，然后是最大感應電壓從75毫伏逐漸降低到30毫伏。低于占空比非常低的短路情況下LTC1735將開始循環跳過，以限制短路電流。在這種情況下，底部MOSFET將傳導峰值電流。短路紋波電流由最小接通時間決定LTC1735的噸（最小值）（約200ns），輸入電壓和電感器值：∆IL（SC）=噸（最小）VIN/L由此產生的短路電流為：

當前的foldback功能始終處于活動狀態，而不是受當前latchoff函數的影響。

故障條件：輸出過壓保護（撬棍）輸出過電壓撬桿設計用于系統保險絲在輸入引線輸出時監管機構的漲幅遠高于名義水平。這個這種情況會導致巨大的電流流動，遠遠大于正常運行時。此功能旨在保護防止頂部MOSFET短路；它不能保護控制器本身的故障。比較器（功能圖中的OV）檢測高于標稱值7.5%的過電壓故障輸出電壓。當感覺到這種情況時，頂部MOSFET關閉，底部MOSFET被強制打開。底部MOSFET持續開啟as只要0V條件持續；如果VOUT返回保險箱水平，正常操作自動恢復。注意，動態改變輸出電壓可能瞬間過電壓保護動作編程輸出電壓降低。這個遺囑不會造成永久性的閉鎖，也不會破壞預期電壓變化。具有軟閂鎖過壓保護，允許動態改變輸出電壓過電壓保護跟蹤新編程的輸出電壓，始終保護負載。

最低準時注意事項

最小接通時間tON（MIN）是最小的時間量LTC1735能夠打開頂部MOSFET又走了。它由內部定時延遲和開啟頂部MOSFET所需的柵極電荷。低占空比應用可能接近該最小工作時間限制，應注意確保：

如果占空比低于最短接通時間，LTC1735將開始跳過周期。輸出電壓將繼續調節，但是紋波電流和電壓會增加。LTC1735在適當的配置的應用程序一般小于200ns。然而，當峰值感應電壓降低時，最小值如圖7所示，準時性逐漸增加。這是在強制連續應用中尤其值得關注在輕負載下具有低紋波電流。如果占空比下降在這種情況下，低于最低接通時間限制相應地，較大的電流和電壓紋波會導致大量的周期跳變。如果應用程序可以在接近最小時間限制的情況下運行，則必須選擇足夠低的電感器提供足夠的紋波振幅，以滿足最小的準時要求。一般來說，保持電感器紋波電流等于或大于30%VIN（最大）時的IOUT（最大值）

FCB引腳操作

當FCB引腳降至其0.8V閾值以下時，強制連續模式操作。在這種情況下，頂部和底部mosfet繼續同步驅動不管主輸出上的負載如何。突發模式操作被禁用，并且允許在感應器。除了提供邏輯輸入以強制連續同步操作和外部同步FCB引腳提供了一種調節反激式繞組的方法輸出（參見圖3a）。在連續模式下，電流在主變壓器中持續流動。二次繞組只有在底部，同步開關打開。一次負載時電流低和/或VIN/VOUT比率低，則同步開關可能沒有足夠的開啟量從輸出電容器到二次負載。強制連續運行將支持二次繞組，前提是有足夠的同步開關占空比。因此，FCB輸入引腳移除必須從從初級電感器中提取功率輔助繞組。當循環處于連續模式時名義上，輔助輸出可以不加考慮地加載一次輸出負載。二次輸出電壓VSEC通常設置為如圖␣3a所示，變壓器的匝數比N為：VSEC≅（N+1）輸出但是，如果控制器進入突發模式操作由于一次負載電流很小而停止切換，然后VSEC會下降。外部電阻分壓器至FCB引腳的VSEC設置最小電壓VSEC（MIN）：

如果VSEC下降到這個水平以下，FCB電壓強制持續切換操作，直到VSEC再次高于它的最小值。為了防止在未對FCB引腳進行外部連接的情況下出現異常操作，FCB引腳的電流為0.17μa內部電流源將引腳拉高。記住選擇電阻值R3時，包括該電流和R4。內部LTC1735振蕩器可與通過應用和時鐘FCB引腳的外部振蕩器當a.V以上信號與a.V.1同步時外部頻率，突發模式操作被禁用，但是在低負載電流下，由于電流禁止反轉。底部的門每10個時鐘周期，以確保引導帽保持新鮮。外部時鐘的上升沿應用于FCB引腳開始一個新的循環。不得驅動FCB銷當設備處于關機狀態時（RUN/SS引腳低）。同步范圍從0.9fO到1.3fO，其中COSC設置的fO。試圖同步一個更高的頻率超過1.3fO會導致斜率補償不足，并在高占空比下導致環路不穩定（占空比>50%）。如果在同步的，額外的斜率補償可以通過簡單地降低COSC來獲得。下表總結了FCB引腳上可用的可能狀態：

效率考慮因素

開關調節器的效率百分比等于輸出功率除以輸入功率乘以100%。分析單個損失以確定是什么限制了效率，哪些改變會產生最大的改進。效率百分比可以是表示為：%效率=100%–（L1+L2+L3+…）式中，L1、L2等是單個損失的百分比輸入功率。

雖然電路中的所有耗散元件都會產生損失，4個主要來源通常占LTC1735電路中的損耗：1）VIN電流，2）␣INTVCC電流，3）I2R損耗，4）上部模塊MOSFET過渡損失。

（1） VIN電流是中給出的直流電源電流不包括MOSFET驅動器的電氣特性控制電流。VIN電流導致較小（<0.1%）隨著車輛識別號（VIN）增加的損失。

（2） INTVCC電流是MOSFET驅動器和控制電流。電流源于MOSFET開關功率mosfet的柵電容。每次MOSFET柵極從低到高切換到再次低，電荷包dQ從INTVCC移動到接地。產生的dQ/dt是來自INTVCC的電流通常比控制電路電流大得多。在連續模式，IGATECHG=f（QT+QB），其中QT和QB是上部和底部的莫斯費茨。通過EXTVCC開關輸入提供INTVCC電源從一個輸出或其他高效率的來源將縮放駕駛員和控制所需的VIN電流電路的系數為（占空比）/（效率）。例如，在20V到5V的應用中，10mA INTVCC電流導致大約3毫安的VIN電流。這減少了從10%或更高的中間電流損耗（如果驅動器直接從車輛識別號（VIN）到只有百分之幾。

（3） I2R損耗由MOSFET，電感和電流分流。在連續模式下平均輸出電流流過L和RSENSE，但是在上部主MOSFET和同步MOSFET。如果兩個MOSFET那么，在RDS上的電阻大致相同一個MOSFET可以簡單地用電阻求和以獲得I2R損失。例如，如果每個RDS（ON）=0.03Ω，RL=0.05Ω，RSENSE=0.01Ω，則總電阻為0.09Ω。這導致損失范圍當輸出電流從1A增加到5V輸出為5A，3.3V輸出為3%至14%損耗。效率的變化取決于相同的外部元件和輸出功率水平。I2R公司在高輸出電流下，損耗會導致效率下降。

（4） 過渡損耗僅適用于上部模塊MOSFET只有在高輸入下運行時才變得重要電壓（通常為12V或更高）。過渡損耗可以估算依據：過渡損耗=（1.7）VIN2 IO（最大）CRSS f其他“隱性”損失，如銅跟蹤和內部對于便攜式系統效率下降10%。它是非常重要的是要將這些“系統”級損耗包括在系統設計。內部電池和保險絲電阻損失可通過確保CIN充足的電荷儲存和極低的開關頻率下的ESR。25W電源通常需要最小20μF至40μF電容，最大ESR為0.01Ω至0.02Ω。其他損失包括死區內的肖特基傳導損耗和電感鐵芯損耗通常占總損耗的2%以下額外損失。

檢查瞬態響應

調節器回路的響應可以通過查看負載電流瞬態響應。開關調節器對負載電流的一個階躍響應幾個周期。當加載步驟發生時，VOUT移動量等于至∆ILOAD（ESR），其中ESR是COUT的有效串聯電阻。∆ILOAD也開始充電或放電產生反饋錯誤信號調節器以適應電流變化和返回電壓它的穩態值。在這段恢復時間內可監控是否過度過沖或響鈴，這說明穩定性有問題。OPTI-LOOP補償使瞬態響應在大范圍的輸出電容和ESR范圍內得到優化價值觀。第i個引腳的可用性不僅允許優化控制回路行為的同時也提供了直流耦合交流濾波閉環響應試驗點。在這個穩定點，上升真正體現了閉環響應。假設前主導二階系統，相位裕度和/或阻尼系數可以用在這個針上看到過沖。帶寬也可以是通過檢查銷的上升時間來估計。第i個圖1所示的外部部件電路將為大多數應用程序提供適當的起點

第i系列RC–CC濾波器設置主極點零點回路補償。可以稍微修改這些值（0.5到2倍建議值）以優化一旦完成最終PC布局和特定的輸出電容器類型和值決心。需要選擇輸出電容器因為不同的類型和值決定了循環反饋因子增益和相位。輸出電流脈沖20%至100%滿載電流，上升時間為1μs到10μs將產生輸出電壓和第i個pin波形這將給人一種整體環路穩定性的感覺打破反饋回路。初始輸出電壓階躍可能不在反饋回路的帶寬內，所以標準二階過沖/DC比不能用于確定相位裕度。環路的增益將通過增加RC和循環將通過降低CC而增加。如果RC增加通過降低CC的相同因素，零頻率將保持不變，從而保持相位不變在反饋回路的最關鍵頻率范圍內。輸出電壓的穩定行為與閉環系統的穩定性實際的總體供應表現。詳細的關于優化補償組件的說明，包括對控制回路理論的回顧，參見應用注釋76。

第二個更嚴重的瞬態是由接通引起的帶有大（>1μF）的負載提供旁路電容器。這個放電旁路電容器有效并聯用COUT，導致VOUT快速下降。沒有調節器可以迅速改變電流的輸送以防止這種情況發生負載開關時輸出電壓突然階躍變化阻力低，驅動速度快。如果CLOAD to COUT大于1:50，開關上升時間應控制負載上升時間大約（25）（CLOAD）。因此，10μF電容器需要250微秒的上升時間，將充電電流限制為大約200毫安。

改善瞬態響應，降低輸出有源電壓定位電容快速負載瞬態響應，有限的板空間和低成本是微處理器電源的要求有源電壓定位提高了瞬態響應降低了為a供電所需的輸出電容微處理器，其中典型的負載階躍為0.2A100ns內為15A或100ns內為15A至0.2A。在微處理器必須保持在標稱電壓的±0.1V左右盡管有這些負載電流步驟。因為控制回路不能這么快響應，輸出電容器必須提供負載電流，直到控制回路能夠響應。電容器ESR和ESL主要決定輸出電壓下降或過沖。通常，需要并聯幾個電容器，以滿足微處理器瞬態要求。有源電壓定位是放松管制的一種形式。它設定了輕負載時輸出電壓高，重負載時輸出電壓低荷載。當負載電流突然增加時，輸出電壓從高于標稱值的水平開始，因此輸出電壓可以下降更多，并保持在規定的電壓范圍內。當負載電流突然降低時輸出電壓從低于標稱值的水平開始輸出電壓可以有更多的過沖和保持在規定的電壓范圍內。當使用電壓定位時，需要較小的輸出容量，因為輸出上允許更多的電壓變化電容器。

有源電壓定位可以使用LTC1735和兩個電阻器的OPTI-LOOP架構連接到第i個引腳。當誤差放大器必須驅動電阻負載時，引入了輸入電壓偏移。誤差輸入時，該偏移量限制在±30mV放大器。輸出電壓的變化是輸入偏移與反饋分壓器的乘積比例。圖8顯示了一個CPU核心電壓調節器電壓定位。電阻器R1和R4強制輸入電壓偏移，根據負載電流水平。要選擇R1和R4的值，首先確定允許的輸出放松量。這個典型微處理器的實際規格允許輸出變化為±0.112V。LTC1735參考精度為±1%。使用1%公差電阻，總計反饋分頻器精度約為1%，因為兩者反饋電阻接近相同值。結果設定點精度為±2%，因此輸出瞬態

電壓不能超過±0.082V。當VOUT=1.5V時第i個引腳控制的最大輸出電壓變化將是：

在第i個引腳的最佳電阻值下，輸出電壓從最小負載時的1.55V到1.44V滿載時。在該輸出電壓下，有源電壓位置為輸出電容器上的允許傳輸電壓提供了額外的±56mV，比沒有有源電壓時允許的±82mV提高了68%定位。下一步是計算VITH的比例因子第i個引腳電壓。第八個比例因子反映第i個引腳給定負載電流所需的電壓。維生素控制峰值感應電阻電壓，代表直流電輸出電流加上半個峰間電感電流。空載至滿載范圍為0.3V至2.4V，將感測電阻電壓從0V控制到75毫伏的∆VSENSE（最大）電壓。計算出的維生素帶有0.003Ω感應電阻器的比例因數為：

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