特征

快速吞吐量：250 kSPS

規定用于2.35 V至5.25 V的VDD

低功率：

4兆瓦，250 kSPS，3伏電源

在250 kSPS時為13.5 mW，5 V電源

寬輸入帶寬：

輸入頻率為100 kHz時，最小信噪比為71 dB

靈活的電源/串行時鐘速度管理

管道無延遲

高速串行接口：

SPI®/QSPI™/微絲™/DSP兼容

待機模式：最大1μA

8導TSOT封裝

8-引線MSOP封裝

應用

電池供電系統：

個人數字助理

醫療器械

移動通信

儀表和控制系統

數據采集系統

高速調制解調器

光學傳感器

一般說明

AD7911/AD79211分別是10位和12位高速、低功耗、雙通道逐次逼近adc。這些部件的工作電壓為2.35伏至5.25伏，吞吐率高達250 kSPS。這些部件包含一個低噪聲、寬帶寬的跟蹤保持放大器，可以處理超過6兆赫的輸入頻率。轉換過程和數據采集由CS和串行時鐘控制，允許設備與微處理器或DSP接口。輸入信號在CS下降沿采樣，轉換也在此時啟動。沒有與部件相關的管道延遲。

要轉換的通道通過DIN引腳選擇，操作模式由CS控制。來自DOUT管腳的串行數據流有一個信道標識符位，它提供有關轉換信道的信息。

AD7911/AD7921采用先進的設計技術，在高吞吐量下實現非常低的功耗。

部件的參考從VDD內部獲取，因此允許ADC具有最寬的動態輸入范圍。因此，部件的模擬輸入范圍是0到VDD。轉換率由SCLK信號決定。

產品亮點

1、TSOT封裝中的2通道，250 kSPS，10-/12位ADC。

2、低功耗。

3、靈活的電源/串行時鐘速度管理。轉換率由串行時鐘決定；當串行時鐘速度增加時，轉換時間縮短。部件還具有斷電模式，以在較低的吞吐量下最大限度地提高功率效率。當不轉換時使用掉電模式時，平均功耗降低。電流消耗最大為1μA，通常在在斷電模式下。

4、源于電源的參考。

5、無管道延遲。這些部件采用標準逐次逼近ADC，通過CSinput和once-off轉換控制精確控制采樣瞬間。

功能框圖

時序圖

計時示例

圖6和圖7顯示了定時規范部分的一些定時參數。

定時示例1

如圖7所示，當fSCLK=5mhz，吞吐量為50ksps-ic/" title="250ksps">250ksps時，周期時間為：

t2=10ns時，tACQ為1.49μs，滿足tACQ 290ns的要求。

在圖7中，tACQ由2.5（1/fSCLK）+t10+tQUIET組成，其中t10=30ns最大值。這允許tQUIET的值為960 ns，滿足30 ns的最低要求。

定時示例2

AD7921也可以在較低的時鐘頻率下工作。如圖7所示，當fSCLK=2mhz，吞吐量為100ksps時，周期時間為：

t2=10ns時，tACQ為3.74μs，滿足tACQ 290ns的要求。

在圖7中，tACQ由2.5（1/fSCLK）+t10+tQUIET組成，其中t10=30ns最大值。這允許tQUIET的值為2.46μs，滿足30 ns的最低要求。

在這個例子中，與其他較慢的時鐘值一樣，信號可能已經在轉換完成之前獲得，但是仍然需要在轉換之間留出30 ns的最小值。在這個例子中，信號應該在圖7中的大約C點完全采集。

術語

積分非線性

與通過ADC傳輸函數端點的直線的最大偏差。對于AD7911/AD7921，傳輸函數的端點是零標度，即第一個代碼轉換下的1個LSB點，以及滿刻度，即最后一個代碼轉換上方的點1lsb。

微分非線性

測量值與理想1 LSB之間的差值在ADC中的任何兩個相鄰代碼之間發生變化。

偏移誤差

第一個代碼轉換（00…000）到（00…001）與理想值的偏差，即AGND+1 LSB。

偏移誤差匹配

任意兩個通道之間偏移誤差的差值。

增益誤差

最后一個代碼轉換（111…110）到（111…111）與理想值的偏差，即偏移誤差調整后的VREF−1 LSB。

增益誤差匹配

任何兩個通道之間增益誤差的差異。

總不可調整誤差

包括增益誤差、線性誤差和偏移誤差的綜合規范。

通道間隔離

信道間串擾水平的度量。通過將20 kHz至500 kHz的全標度正弦波信號應用于非選定輸入信道，并確定該信號在所選信道中用10 kHz信號衰減的程度來測量。該數字給出了AD7911/AD7921的兩個信道的最壞情況。

跟蹤并保持采集時間

在轉換結束后，跟蹤保持放大器的輸出達到其最終值在±1 LSB內所需的時間。跟蹤保持放大器在轉換結束時返回到跟蹤模式。有關更多詳細信息，請參閱串行接口部分。

信噪比和失真比（SINAD）

在A/D轉換器輸出端測得的信噪比和失真率。信號是正弦波的均方根值，噪聲是所有非基本信號的均方根值之和，采樣頻率的一半（fs/2），包括諧波，但不包括直流電。

信噪比

在A/D轉換器輸出端測得的信噪比。信號是正弦波輸入的rms值。噪聲是Nyquist帶寬（fs/2）內的均方根量化誤差。正弦波的rms值是其峰峰值除以√2的一半，量化噪聲的rms值為q/√12。該比率取決于數字化過程中量化層級的數量；層級越多，量化噪音越小。對于理想的N位轉換器，SNR定義為

SNR=6.02 N+ 1.76 dB

因此，對于12位轉換器，信噪比為74 dB；對于10位轉換器，信噪比為62 dB。

然而，ADC中的各種誤差源導致測量的信噪比小于理論值。這些誤差是由積分和微分非線性、內部交流噪聲源等引起的。

總諧波失真（THD）

諧波的均方根和與基波的比值，定義為：

式中：

V1是基波的均方根振幅。

V2、V3、V4、V5和V6是第二次至第六次諧波的均方根振幅。

峰值諧波或雜散噪聲

ADC輸出頻譜中第二大分量的均方根值（高達fs/2，不包括直流電）與基波的均方根值之比。通常情況下，該規范的值由頻譜中最大的諧波決定，但對于諧波埋在噪聲層中的ADC來說，這是一個噪聲峰值。

互調失真

當輸入由兩個頻率（fa和fb）的正弦波組成時，任何具有非線性的有源器件都會在mfa±nfb的和頻和差頻下產生失真產物，其中m，n=0，1，2，3，依此類推?；フ{失真項是指m和n都不等于零的項。例如，二階項包括（fa+fb）和（fa−fb），而三階項包括（2fa+fb）、（2fa−fb）、（fa+2fb）和（fa−2fb）。

AD7911/AD7921使用CCIF標準進行測試，其中使用兩個輸入頻率（請參閱“規格”部分中的fa和fb）。在這種情況下，二階項的頻率通常與原始正弦波相距甚遠，而三階項的頻率通常接近輸入頻率。因此，二階項和三階項是分開規定的。互調失真的計算如THD規范中所述，其定義為單個失真產物的rms和與以分貝表示的基本原理。

典型性能特征

圖10和圖11分別顯示了AD7921和AD7911在250 kSPS采樣率和100 kHz輸入頻率下的典型FFT圖。

圖12顯示了AD7921以50ksps-ic/" title="250ksps">250ksps采樣，SCLK頻率為5MHz時，不同電源電壓下的SINAD比率性能與輸入頻率的關系。

圖13顯示了在不同電源電壓下采樣時的信噪比性能與輸入頻率250 kSPS，SCLK頻率為5 MHz，適用于AD7921。

圖14和圖15顯示了AD7921的INL和DNL性能。

圖16顯示了當使用3.6V的電源電壓和50ksps-ic/" title="250ksps">250ksps的采樣率時，不同源阻抗下的總諧波失真與模擬輸入頻率的關系圖。參見模擬輸入部分。

圖17顯示了在250 kSPS和5 MHz SCLK頻率下采樣時，各種電源電壓下總諧波失真與模擬輸入頻率的關系圖。

圖18顯示了不同工作溫度下的關機電流與電源電壓的關系。

電路信息

AD7911/AD7921分別是快速、2通道、10-/12位、單電源、模數轉換器（ADC）。這些部件可以在2.35伏到5.25伏的電源下工作。當使用5伏或3伏電源供電時，AD7911/AD7921在配備5兆赫時鐘時，其吞吐率可達到250 kSPS。

AD7911/AD7921為用戶提供了片上跟蹤和保持、ADC和串行接口，所有這些都封裝在一個小型的8線TSOT封裝或8線MSOP封裝中，這為用戶提供了比其他解決方案更節省空間的優勢。串行時鐘輸入從部件訪問數據，控制寫入ADC的數據傳輸，并為逐次逼近ADC提供時鐘源。模擬輸入范圍是0到VDD。ADC不需要外部參考，芯片上也不需要參考。AD7911/AD7921的基準源于電源，因此可提供最寬的動態輸入范圍。

AD7911/AD7921具有斷電選項，允許在轉換之間節省電源。斷電功能通過標準串行接口實現，如操作模式部分所述。

變頻器操作

AD7911/AD7921是10-/12位逐次逼近基于電荷再分配DAC的adc。圖19和圖20顯示了ADC的簡化示意圖。圖19顯示了采集階段的ADC。SW2閉合，SW1處于位置A，比較器保持在平衡狀態，采樣電容器獲取所選VIN通道上的信號。

當ADC開始轉換時（見圖20），SW2打開，SW1移動到位置B，導致比較器變得不平衡?？刂七壿嫼碗姾稍俜峙銬AC用于從采樣電容器中增減固定量的電荷，以使比較器回到平衡狀態。當比較器重新平衡時，轉換完成?？刂七壿嫯a生ADC輸出代碼。圖21顯示了ADC傳輸函數。

ADC傳遞函數

AD7911/AD7921的輸出編碼是直接二進制的。設計的代碼轉換發生在連續的整數LSB值處，即1 LSB、2 LSB，依此類推。對于AD7921，LSB大小為VDD/4096，對于AD7911，LSB大小為VDD/1024。AD7911/AD7921的理想傳輸特性如圖21所示。

典型接線圖

圖22顯示了AD7911/AD7921的典型連接圖。VREF是從VDD內部獲取的，因此VDD應該很好地解耦。這提供了0 V到VDD的模擬輸入范圍。轉換結果以16位字輸出，其中有兩個前導零，后跟識別轉換通道的通道標識符位，后跟與轉換通道匹配的無效位，然后是12位或10位結果的MSB。對于AD7911，10位結果后面跟兩個0。請參閱串行接口部分。

另外，由于AD7911/AD7921所需的電源電流非常低，因此可以使用精密基準作為AD7911/AD7921的電源。REF19x基準電壓（REF195用于5V或REF193用于3V）可用于向ADC提供所需電壓（見圖22）。如果電源非常嘈雜或系統電源電壓不是5 V或3 V（例如15 V）的某個值，則此配置特別有用。REF19x向AD7911/AD7921輸出穩定電壓。如果使用低壓差REF193，則需要向AD7911/AD7921供電的電流通常為1.5 mA。當ADC以250 kSPS的速率轉換時，REF193需要向AD7911/AD7921提供最大2 mA的電流。REF193的負載調節通常為10 ppm/mA（REF193，Vs=5 V），由此產生的2 mA誤差為20 ppm（60μV）。對于該誤差，LSA為0821.0，對應于AD792 VDD=3 V來自REF193，AD7911的LSB誤差為0.061。

對于需要考慮功耗的應用，應使用ADC的斷電模式和REF19x基準的休眠模式來提高電源性能。

表6提供了一些典型的性能數據，在相同的設置條件下，各種參考值用作VDD源和50 kHz輸入音調。

模擬量輸入

圖23顯示了AD7911/AD7921模擬輸入結構的等效電路。兩個二極管D1和D2為模擬輸入提供ESD保護。必須注意確保模擬輸入信號不會超過電源軌300毫伏，因為這會導致這些二極管正向偏壓并開始向基板傳導電流。這些二極管在不會對零件造成不可逆損壞的情況下可以傳導的最大電流為10毫安。

圖23中的電容器C1通常約為6 pF，主要歸因于管腳電容。電阻器R1是由跟蹤保持開關的導通電阻構成的集中元件，還包括輸入多路復用器的導通電阻。該電阻通常約為100Ω。電容器C2是ADC采樣電容器，通常具有20pf的電容。

對于交流應用，建議使用相關模擬輸入引腳上的帶通濾波器從模擬輸入信號中移除高頻分量。在諧波失真和信噪比非常重要的應用中，模擬輸入應該由低阻抗源驅動。大的源阻抗會顯著影響ADC的交流性能。這可能需要使用輸入緩沖放大器。運算放大器的選擇是特定應用的函數。

表7提供了一些典型的性能數據，在相同的設置條件下，各種運放用作輸入緩沖器，輸入音調為50khz。

當沒有放大器用于驅動模擬輸入時，源阻抗應限制在低值。最大源阻抗取決于可容忍的總諧波失真（THD）量。THD隨著源阻抗的增加和性能的降低而增加（見圖16）。

數字輸入

應用于AD7911/AD7921的數字輸入不受限制模擬輸入的最大額定值的限制。相反，應用的數字輸入可以達到7V，并且不像模擬輸入那樣受到VDD+0.3V限制的限制。例如，如果AD7911/AD7921在3 V的VDD下工作，則5 V邏輯電平可用于數字輸入。然而，值得注意的是，當VDD=3V時，DOUT上的數據輸出仍然具有3V邏輯電平。SCLK、DIN和CS的另一個優點不受VDD+0.3V限制的限制，這是避免了電源排序問題。如果在VDD之前應用了CS、DIN或SCLK，則不會像在VDD之前應用大于0.3V的信號一樣存在閂鎖風險。

DIN輸入

下一次轉換中要轉換的通道是通過寫入DIN引腳來選擇的。DIN引腳上的數據被加載到SCLK下降沿的AD7911/AD7921中。在從零件讀取轉換結果的同時，數據被傳輸到DIN引腳上的零件中。

只使用DIN字的第三位；其余的被ADC忽略。第三個MSB是信道標識符位，它標識下一次轉換中要轉換的信道，VIN0（CHN=0）或VIN1（CHN=1）。

輸出輸出

來自AD7911/AD7921的轉換結果作為串行數據流提供在該輸出上。在進行轉換的同時，這些位在SCLK下降沿上時鐘輸出。

AD7921的串行數據流由兩個前導零組成，后跟標識所轉換信道的位，與信道標識位匹配的無效位，以及先提供MSB的12位轉換結果。

對于AD7911，串行數據流由兩個前導零組成，后跟標識所轉換信道的位，與信道標識位匹配的無效位，以及先提供MSB的10位轉換結果，然后是兩個尾隨的零。

操作模式

AD7911/AD7921的兩種工作模式是正常模式和斷電模式。通過控制CS信號的邏輯狀態來選擇操作模式。轉換初始化后CS被拉高的點決定了AD7911/AD7921是否進入斷電模式。類似地，如果已經處于斷電模式，CS可以控制設備是恢復正常操作還是保持斷電模式。

斷電模式旨在提供靈活的電源管理選項，并針對不同的應用需求優化功耗與吞吐量比率。

正常模式

正常模式旨在獲得最快的吞吐量性能。用戶不必擔心任何通電時間，因為AD7911/AD7921始終保持完全通電。圖26顯示了AD7911/AD7921在此模式下的操作。

轉換在CS的下降沿開始，如本節所述。為確保部件始終保持完全通電，串行接口ECS必須保持在較低水平，直到CS下降沿后經過至少10個SCLK下降沿。如果CS在第10個SCLK下降沿之后但在T轉換結束之前的任何時候變高，則部件保持通電狀態，但轉換終止，DOUT返回三個狀態。對于AD7911/AD7921，至少需要14和16個串行時鐘周期來完成轉換并訪問完整的轉換結果。

CS可以高怠速直到下一次轉換，或者可以低怠速直到CS在下一次轉換之前返回高電平（實際上是怠速CS low）。一旦數據傳輸完成（DOUT返回到三個狀態），就可以通過再次引入CSlow在安靜時間tQUIET之后啟動另一個轉換。

斷電模式

斷電模式適用于需要較慢吞吐量的應用程序。在ADC的每一個轉換過程中，或者在一個比較長的時間內關閉ADC的吞吐量，或者在ADC之間以較高的速率進行轉換在幾次轉換的爆發之間。當AD7911/AD7921處于斷電模式時，所有模擬電路斷電。

要進入斷電模式，轉換過程必須通過在SCLK的第二個下降沿之后和SCLK的第10個下降沿之前的任何時間將CS調高來中斷，如圖27所示。一旦在SCLKs窗口中CS被調高，則部件進入斷電模式，CS下降沿啟動的轉換終止，DOUT返回到三個狀態。如果CS在第二個SCLK下降沿之前變高，則部件將保持在正常模式并且不會斷電。這有助于避免因CS線路故障而意外斷電。

要退出此操作模式并再次接通AD7911/AD7921的電源，將執行虛擬轉換。在CS的下降沿，設備開始通電，只要CS保持在較低水平，直到第10個SCLK下降沿之后，設備就會繼續通電。一旦經過16個SCLK并且下一次轉換得到有效數據，設備就完全通電，如圖28所示。如果在SCLK的第10個下降沿之前CS處于高位，則AD7911/AD7921將返回斷電模式。這有助于避免由于CS線路上的故障或CS較低時8個SCLK周期的意外突發而意外通電。因此，盡管設備可能在CS的下降沿開始通電，但它在CS的上升沿再次斷電，只要這發生在第10個SCLK下降沿之前。

通電時間

AD7911/AD7921的通電時間為1μs，這意味著在SCLK頻率高達5mhz的情況下，一個虛擬周期始終足以使設備通電。一旦虛擬循環完成，ADC將完全通電，并正確獲取輸入信號。靜態時間tQUIET必須仍然允許從虛擬轉換到CS的下一個下降沿后總線返回到三個狀態的點。當以250 kSPS的吞吐率運行時，AD7911/AD7921通電并在一個虛擬周期內獲取±1 LSB內的信號。

如圖28所示，當以虛擬循環從斷電模式通電時，在部件斷電時處于保持模式的跟蹤和保持返回到CS下降沿后部件接收到的第五個SCLK下降沿上的跟蹤模式。在中顯示為點A。此時，部件開始在當前偽轉換中選擇的信道上獲取信號。

盡管在任何SCLK頻率下，一個虛擬周期足以為設備通電并獲取VIN，但并不一定意味著必須始終經過16個SCLK的完整虛擬周期才能通電并完全獲取VIN。1μs足以使設備通電并獲取輸入信號。例如，如果將5 MHz SCLK頻率應用于ADC，則周期時間為3.2μs。在一個虛擬循環（3.2μs）中，部件將通電并完全獲取VIN。然而，在使用5mhz SCLK的1μs后，僅經過5個SCLK周期。在這個階段，ADC將完全通電。在這種情況下，CSC可以在第10個SCLK下降沿后升高，并在一段時間后再次降低，tQUIET，以啟動轉換。

當電源首次應用于AD7911/AD7921時，ADC可在斷電模式或正常模式下通電。因此，最好允許虛擬循環過去，以確保零件在嘗試有效轉換之前完全通電。同樣，如果用戶希望在不使用時保持部件斷電模式，并在斷電模式下通電，則可以使用虛擬循環，通過執行如圖27所示的循環來確保設備處于斷電模式。

一旦向AD7911/AD7921供電，通電時間與從斷電模式通電時相同。在正常模式下，部件完全通電大約需要1μs。在執行虛擬循環之前，無需等待1μs，以確保所需的操作模式。相反，在向ADC供電后，可以直接發生假周期。如果在虛擬轉換之后直接執行第一次有效轉換，則必須注意確保允許足夠的采集時間。當ADC在電源接通后首次通電時，跟蹤和保持處于保持狀態。它返回到CS下降沿后部件接收到的第五個SCLK下降沿上的軌跡。

功率與吞吐量

通過在不轉換時使用AD7911/AD7921上的斷電模式，ADC的平均功耗在較低的吞吐量下降低。圖29顯示了當吞吐量降低時，設備如何在斷電狀態下保持更長時間，并且隨著時間的推移，平均功耗也相應降低。

例如，如果AD7911/AD7921以50ksps的吞吐量和5mhz的SCLK（VDD＝5v）的連續采樣模式工作，并且在轉換之間將設備置于斷電模式，則功耗計算如下。正常運行時的功耗為20 mW（VDD=5 V）。如果一個虛擬循環在轉換（3.2μs）之間給部件通電，而剩余的轉換時間是另一個循環（3.2μs），則AD7911/AD7921在每個轉換周期中消耗20 mW，持續6.4μs。如果吞吐量為50 kSPS且周期時間為20μs，則每個周期消耗的平均功率為：

如果VDD=3v，SCLK=5mhz，并且設備在轉換之間再次處于功率下降模式，則正常運行期間的功耗為6mw。在每個轉換周期中，AD7911/AD7921現在耗散6 mW，持續6.4μs。當吞吐量為50ksps時，每個周期消耗的平均功率為：

在前面的示例中，沒有考慮部件處于斷電模式時的功耗，因為關機電流非常低，因此不會對整體功耗值產生任何影響。圖29顯示了在使用5V和3V電源的轉換之間使用斷電模式時的功耗與吞吐量的關系。

斷電模式適用于吞吐量約為120 kSPS及以下的情況，因為較高的采樣率在斷電模式下不會節省電力。

串行接口

圖30和圖31分別顯示了AD7921和AD7911串行接口的詳細時序圖。串行時鐘提供轉換時鐘，并在轉換期間控制來自AD7911/AD7921的信息傳輸。

CS信號啟動數據傳輸和轉換過程。

CS的下降沿將跟蹤和保持置于保持模式，使總線退出三種狀態，此時對模擬輸入進行采樣，并啟動轉換。

對于AD7921，轉換需要16個SCLK周期才能完成。一旦經過13個SCLK下降沿，trackand hold將回到下一個SCLK上升沿上的軌跡，如圖30中B點所示。在第16個SCLK下降沿上，DOUT線將回到三個狀態。如果上升的邊緣CS發生在16個SCLK之前，然后轉換終止，DOUT行返回到三個狀態。否則，DOUT在第16個SCLK下降沿返回到3個狀態，如圖30所示。執行轉換過程和從AD7921訪問數據需要16個串行時鐘周期。

對于AD7911，轉換需要14個SCLK周期才能完成。一旦經過13個SCLK下降沿，trackand hold將回到下一個SCLK上升沿上的軌跡，如圖31中B點所示。

如果CS上升沿出現在14個SCLK之前，則轉換終止，DOUT線返回到三個狀態。如果在循環中考慮16個SCLK，則DOUT在第16個SCLK下降沿返回到3個狀態，如圖31所示。

CS進入低時鐘，第一個前導零被讀入微控制器或DSP。然后，從第二個前導零開始的后續SCLK下降沿對剩余數據進行時鐘輸出。因此，串行時鐘上的第一下降時鐘邊緣具有提供的第一前導零并且還時鐘輸出第二前導零。數據傳輸中的最后一位在第16個下降沿有效，在前一個下降沿上一個（第15個）下降沿被打卡。

在使用較慢的SCLK的應用程序中，可以讀入數據在每個SCLK上升沿。在這種情況下，SCLK的第一下降沿時鐘輸出第二超前零點，并且可以在第一上升沿讀取。但是，第一個前導零是除非在第一個下降沿沒有讀取，否則當CS變低時會丟失時鐘。SCLK的第15個下降沿時鐘出最后一個位，可以在第15個上升SCLK邊緣讀取。

如果CS在SCLK下降沿剛過之后變低，則CS像以前一樣時鐘輸出第一個前導零，并且可以在SCLK上升沿中讀取。下一個SCLK下降沿時鐘輸出第二個前導零，它可以在下一個上升沿讀取。

微處理器接口

AD7911/AD7921上的串行接口允許部件直接連接到一系列微處理器上。本節介紹如何將AD7911/AD7921與一些更常見的微控制器和DSP串行接口協議連接起來。

AD7911/AD7921至TMS320C541接口

TMS320C541上的串行接口使用連續的串行時鐘和幀同步信號來與AD7911/AD7921等外圍設備同步數據傳輸操作。CS輸入允許TMS320C541和AD7911/AD7921之間的簡單接口，無需任何粘合邏輯。TMS320C541的串行端口設置為在突發模式下工作（串行端口控制寄存器SPC中的FSM=1），內部串行時鐘CLKX（SPC寄存器中的MCM=1）和內部幀信號（SPC寄存器中的TXM=1）；因此，這兩個引腳都配置為輸出。對于AD7921，字長度應設置為16位（SPC寄存器中FO=0）。此DSP只允許字長度為16位或8位的幀。因此，在AD7911中，當需要14位時，FO位應該設置為16位，并且需要16個sclk。對于AD7911，在最后兩個時鐘周期內，兩個尾隨零被時鐘輸出。

SPC寄存器中的值如下：

FO = 0

FSM = 1

MCM = 1

TXM = 1

為了在AD7911/AD7921上實現斷電模式，可以將格式位FO設置為1，從而將字長度設置為8位。

連接圖如圖32所示。注意，對于信號處理應用，來自TMS320C541的幀同步信號必須提供等距采樣。

AD7911/AD7921至ADSP-218x

ADSP-218x系列DSP直接與AD7911/AD7921接口，無需任何粘合邏輯。運動控制寄存器的設置如下：

TFSW=RFSW=1，交替幀

INVRFS=INVTFS=1，激活低幀信號

DTYPE=00，右對齊數據

ISCLK=1，內部串行時鐘

TFSR=RFSR=1，為每個單詞加上幀

IRFS=0，設置RFS作為輸入

ITFS=1，將TFS設置為輸出

SLEN=1111，16位用于AD7921

SLEN=1101，AD7911為14位

要實現斷電模式，SLEN應設置為0111，以發出8位SCLK突發。連接圖如圖33所示。ADSP-218x將運動的TFS和RFS捆綁在一起，TFS被設置為輸出，RFS被設置為輸入。DSP在交替成幀模式下工作，運動控制寄存器如前所述設置。這個在TFS上生成的幀同步信號與CS相關聯，并且與所有信號處理應用一樣，需要等距采樣。然而，在本例中，定時器中斷用于控制ADC的采樣率，在某些情況下，可能無法實現等距采樣。

定時器寄存器加載一個值，該值在要求的采樣間隔內提供中斷。當接收到中斷時，用TFS/DT（ADC控制字）傳輸一個值。TFS用于控制RFS，從而控制數據的讀取。串行時鐘的頻率設置在SCLKDIV寄存器中。當使用TFS發送指令時，即TX0=AX0，檢查SCLK的狀態。DSP等待，直到SCLK變高、變低、再變高，然后傳輸開始。如果定時器和SCLK值的選擇使得要傳輸的指令發生在SCLK的上升沿上或附近，則可以傳輸數據，或者等待下一個時鐘邊緣。

例如，ADSP-2189的主時鐘頻率為40mhz。如果SCLKDIV寄存器加載值為3，則獲得5 MHz的SCLK，并且每一個SCLK周期經過8個主時鐘周期。根據所選的吞吐量，如果定時器寄存器加載值803（803+1=804），則在中斷之間以及隨后在發送指令之間發生100.5sclk。由于傳輸指令發生在SCLK邊緣，因此這種情況導致非平衡采樣。如果中斷之間的sclk數是N的整數，則由DSP實現等距采樣。

AD7911/AD7921至DSP563xx接口

圖34中的連接圖顯示了如何將AD7911/AD7921連接到摩托羅拉DSP563xx系列DSP的SSI（同步串行接口）。SSI在同步和正常模式下運行（控制寄存器B，CRB中的SYN=1和MOD=0），Tx和Rx的內部生成字幀同步（CRB中的位FSL1=0和FSL0=0）。通過設置AD7921的位WL2=0、WL1=1和WL0=0，將控制寄存器A（CRA）中的字長度設置為16。此DSP不提供14位字長選項，因此AD7911字長設定為16位元，就像AD7921一樣。對于AD7911，轉換過程使用16個SCLK周期，最后兩個時鐘周期用兩個尾隨的0來填充16位字。

為了在AD7911/AD7921上實現斷電模式，可通過在CRA中設置位WL2=0、WL1=0和WL0=0將字長度更改為8位。FSP位在CRB寄存器可以設置為1，這意味著幀變低，轉換開始。同樣，通過CRB寄存器中的位SCD2、SCKD和SHFD，串行端口中的Pin SC2（幀同步信號）和SCK被配置為輸出，并且MSB首先被移位。

數值如下：

MOD = 0

SYN = 1

WL2，WL1，WL0取決于字長

FSL1=0，FSL0=0

FSP=1，負幀同步

SCD2=1

SCKD=1

SHFD=0

注意，對于信號處理應用，來自DSP563xx的幀同步信號必須提供等距采樣。

應用程序提示

接地及布置

安裝AD7911/AD7921的印刷電路板的設計應使模擬和數字部分分開并限制在電路板的某些區域內。這有助于使用容易分離的地平面。最小腐蝕技術通常對接地層最好，因為它能提供最好的屏蔽。數字和模擬接地層只能在一個地方連接。如果AD7911/AD7921處于多個設備需要AGND到DGND連接的系統中，則仍應在一個點進行連接，該點應盡可能靠近AD7911/AD7921。

避免在設備下運行數字線，因為這些耦合噪聲到模具上。模擬接地層應允許在AD7911/AD7921下運行，以避免噪聲耦合。連接到AD7911/AD7921的電源線應使用盡可能大的跡線，以提供低阻抗路徑，并減少故障對電源線的影響。時鐘等快速開關信號應采用數字接地進行屏蔽，以避免向電路板的其他部分輻射噪聲，時鐘信號不得在模擬輸入附近運行。避免數字和模擬信號交叉。電路板對側的跡線應彼此成直角，以減少穿過電路板的影響。微帶技術是目前為止最好的，但并不總是可以與雙面板。在這種技術中，電路板的元件側專用于接地層，而信號則放置在焊料側。

良好的解耦也非常重要。模擬電源應采用10μF鉭與0.1μF電容器并聯進行解耦。為了從這些去耦元件中獲得最佳性能，用戶應努力將去耦電容器與VDD和GND引腳之間的距離保持在最小值，并將各自的引腳連接起來。

外形尺寸

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