特色

從5V到12V的靈活電源

電源轉換輸入低至1.5V

1%輸出電壓精度

大電流集成驅動器

輸出電壓可調

0.8V內部基準

簡單電壓模式控制回路

無傳感器和可編程OCP

低側RdsON

振蕩器內部固定在300kHz

內部軟啟動

LS-LESS管理預偏壓啟動

禁用功能

OV/UV防護

FB斷開保護

SO-8包裝

應用

子系統電源（MCH、IOCH、PCI…）

存儲器和終端電源

CPU和DSP電源

分布式電源

通用DC/DC轉換器

說明

L6727是單相降壓控制器集成大電流驅動器，提供完整的控制邏輯、保護和參考電壓實現簡單易行通用型DC-DC變換器SO-8包。設備靈活性允許管理轉換電源輸入VIN低至1.5V和設備電源電壓在5V到12V之間。L6727提供了簡單的控制回路電壓模式誤差放大器。集成0.8V基準允許調節輸出電壓在線路和溫度范圍內精度為±1%變化。振蕩器內部固定為300kHz。L6727提供可編程過電流保護以及過電壓和欠電壓保護。監控當前信息跨低側mosfet的RdsON節省使用具有昂貴和占用空間的感覺監控輸出電壓時的電阻通過FB引腳。FB斷開保護防止過度以及浮動時的危險輸出電壓FB引腳。

電氣特性

（VCC=12V；TA=-20°C至+85°C，除非另有規定）。

電氣特性（續）

（VCC=12V；TA=-20°C至+85°C，除非另有規定）。

1.設計保證，不經測試。

設備說明

L6727是一個單相PWM控制器，內置大電流驅動器，提供完整的控制邏輯和保護，以簡單易行的方式實現一個通用的DC  DC降壓變換器。設計用于在同步buck中驅動N溝道mosfet拓撲結構，由于其高度集成，這8針設備允許降低成本和尺寸電源解決方案。L6727設計為通過5V或12V電源總線工作。多虧了高精度0.8V內參比，輸出電壓可精確調節到0.8V以下在線路和溫度變化范圍內（0°C和+70°C之間），精度為±1%。開關頻率在內部設置為300kHz。該裝置提供了一個簡單的控制回路和一個電壓模式誤差放大器。誤差放大器具有15MHz增益帶寬乘積和8V/μs轉換率，允許高快速瞬態響應的調節器帶寬。提供L27過載保護，避免過電壓損壞，欠壓和反饋斷開保護。當設備由5V供電時，過電流跳閘閾值可通過一個簡單的電阻器進行編程。輸出電流被監控跨過低側MOSFET的RdsON，節省了使用昂貴和占用空間的感覺電阻器。輸出電壓和反饋斷開通過FB引腳進行監控。L6727實現軟啟動，在5.1ms內將內部參考電壓從0V增加到0.8V（典型值）閉環調節。低側無功能允許設備執行軟啟動預偏壓輸出避免通過輸出電感器的高電流回流和危險負載側出現負尖峰。

不同類型的集成FET驅動器也允許使用高功率的MOSFET多個mosfet以減少等效RdsON），保持快速開關轉換。高壓側MOSFET的驅動器使用啟動引腳供電，相位引腳用于返回。低側MOSFET的驅動器使用VCC管腳供電，GND管腳用于回路。該控制器包含一個反射穿和自適應死區控制，以最小化側體二極管導通時間低，在保持良好效率的同時節約使用肖特基二極管：

為了檢查高壓側MOSFET關斷，檢測相位引腳。當電壓在相位引腳下降，低側MOSFET柵極驅動突然應用；

為了檢查低壓側MOSFET關閉，檢測LGATE引腳。當LGATE處的電壓下降了，高壓側MOSFET柵極驅動突然應用。如果電感器中的電流為負，則相引腳上的電壓將永遠不會下降。到允許低側MOSFET開啟，即使在這種情況下，看門狗控制器被啟用：如果高邊MOSFET的源不下降，低邊MOSFET是這樣接通的允許感應器的負電流再循環。此機制允許即使電流是負的，系統也要調節。電源轉換輸入靈活：5V、12V總線或任何允許轉換的總線（請參閱表5）中的最大工作循環限制和建議的工作條件可以是自由選擇。

功耗

對于高側MOS FET和高側埋置FET:27都是低電流驅動然后重要的是要考慮設備在驅動它們的過程中所消耗的能量以避免克服最高結工作溫度。影響器件功耗的主要因素有兩個：偏置功率和驅動器功率。設備偏置功率（PDC）取決于通過提供引腳，可簡單量化如下（假設提供HS和LS具有相同VCC的設備驅動程序）：

駕駛員電源是駕駛員持續打開和關閉外部mosfet；它是開關頻率和總柵電荷的函數選定的MOSFET?？紤]到總功率PSW可以量化耗散開關MOSFET（易于計算）由三個主要的耗散因素：外部柵電阻（如果存在）、本征MOSFET電阻和固有驅動器電阻。最后一個學期是我們下定決心要做的重要的一個學期計算設備功耗。總功率消耗MOSFETs結果：

其中VBOOT-VPHASE是自舉電容器上的電壓。

外部柵極電阻有助于器件耗散開關功率，因為功率PSW將在內部驅動器阻抗和外部電阻器之間共享導致設備普遍冷卻。

軟啟動和禁用

L6727實現了軟啟動，以平穩地為輸出濾波器充電，避免了高沖激輸入電源所需的電流。裝置逐漸增加內部參考電壓從0V到0.8V，大約5.1ms，閉環調節，逐漸將輸出電容器充電至最終調節電壓。如果在軟啟動期間觸發過電流，過電流邏輯將超控軟啟動順序，并將關閉內部軟啟動剩余時間（最多2048個時鐘周期）加上2048個時鐘周期，則開始一個新的軟開始。只有當VCC電源高于UVLO閾值時，設備才開始軟啟動階段過電流閾值設置階段已經完成。

低側無啟動（LSLess）

為了管理預偏置輸出的啟動，L6727在啟用LS驅動器切換：在軟啟動階段，LS驅動器結果禁用（LS=OFF）直到HS開始切換。這避免了輸出上的危險負尖峰在預偏壓輸出上啟動時可能發生的電壓。如果輸出電壓預先偏置到低于編程電壓的電壓，則除非軟啟動斜坡超過輸出預偏壓，否則LS將開啟；然后VOUT將從那里上升，沒有任何下降或電流回流。如果輸出電壓預先偏置到高于編程電壓的電壓，HS將不要開始切換。在這種情況下，在軟啟動時間結束時，LS啟用并放電輸出到最終調節值。該設備的這一特殊功能僅從控制回路點屏蔽LS開啟觀點：保護旁路無LSFET，在需要時打開LS mosfet。

啟用/禁用

在0.5V（典型值）以下，可通過外部推動COMP/DIS引腳來禁用該設備。在禁用條件HS和LS MOSFET關閉，20μa電流來自補償/顯示引腳。釋放引腳，電流會將其拉過閾值，從而使設備允許再次執行新的SS。要禁用設備，外部下拉需要克服10mA的COMP輸出電流約為15μs。一旦禁用，COMP輸出電流將降至20μA。

過電流保護

過流特性通過以下方式保護轉換器免受短路輸出或過載感測通過低側MOSFET漏源導通電阻的輸出電流信息，RdsON。這種方法通過避免使用昂貴和占用空間的傳感電阻。低壓側RdsON電流檢測是通過比較相電壓來實現的當LS MOSFET以編程的OCP閾值電壓打開時，內部持有。如果監測到的電壓降（GND至相位）超過此閾值，則檢測到過電流事件。如果連續兩次檢測到兩次過電流事件切換周期后，保護將觸發，設備將同時關閉LS和HS2048個時鐘周期的MOSFET（加上內部SS剩余時間，如果在SS期間觸發然后它將開始一個新的軟啟動。如果不消除過電流狀況，持續故障將導致L6727進入典型周期為13.6ms的中斷模式（圖5），保證安全負載保護以及非常低的功耗。

過電流閾值設置

當提供VCC=5V時，L6727允許輕松編程過電流閾值范圍從50mV到500mV，只需在COMP和VCC。在第一次啟用后的短時間內（5.5ms-6.5ms）（給定VCC結束UVLO閾值），內部60μA電流（IOCSET）從COMP引腳沉下，確定通過ROCSET的電壓降。在VCC和COMP除以因子3，將被采樣并由設備內部保存下一次VCC循環前的電流閾值。差分傳感與VCC允許OCSET程序完全獨立于車輛識別號軌道。OC設置程序總時間長度范圍從5.5ms到6.5ms，與設置的閾值成比例。在COMP和VCC之間連接ROCSET電阻，編程設定的閾值將比利時：

ROCSET值的范圍為2.5kΩ至25kΩ。

如果ROCSET上的電壓降太低，系統將對啟動非常敏感勵磁涌流和噪聲。這可能導致連續的OCP觸發和打嗝模式。在這種情況下，考慮增加ROCSET值。如果ROCSET未連接（且VCC=5V），設備將設置最大值門檻。如果設備的VCC高于7V，則不得連接ROCSET。在這個在這種情況下，一旦VCC上升到VCC_OC（8V典型值），L6727將OC閾值切換到400 mV（內部固定值）。OC閾值設置和軟啟動示波器采樣波形見圖5

輸出電壓監視器和保護

L6727監控FB引腳處的電壓，并按順序將其與內部參考電壓進行比較提供欠壓和過壓保護。

欠壓保護

如果FB引腳處的電壓降至紫外閾值（0.6V典型值）以下，則裝置將關閉兩個HS而LS-MOSFETs則等待2048個時鐘周期，然后執行新的軟啟動。如果低于電壓條件未消除，設備進入中斷模式，典型周期為13.6毫秒。從軟啟動結束時，UVP處于活動狀態。

過電壓保護

如果FB引腳處的電壓升高超過OV閾值（1V典型值），過電壓保護關閉HS只要過電壓為檢測。一旦過電流閾值設置階段出現，OVP始終以最高優先級激活已完成。

反饋斷線保護

為了在FB引腳未連接的情況下提供負載保護，100nA偏置電流總是從這個別針。如果FB引腳未連接，該電流將永久性上升FB超過OVP閾值：因此LS將被鎖定，以防止輸出電壓升高控制權。

欠壓閉鎖

為了避免電源電壓過低時器件的異常行為支持其內部軌道，提供UVLO：當VCC達到時，設備將啟動UVLO上限，當VCC低于UVLO下限閾值時將關閉。4.1V最大UVLO上限允許L6727從5V和12V供電二極管配置中的總線。

應用程序詳細信息

輸出電壓選擇

L6727能夠精確調節低至0.8V的輸出電壓帶有一個固定的0.8V內部基準，保證輸出調節電壓在±1%公差范圍內，溫度變化在0°C和+70°C之間分壓器，不包括輸出電阻）。輸出電壓高于0.8V可以很容易地通過增加一個電阻ROS之間FB引腳和接地。參考圖1，穩態直流輸出電壓為：

其中VREF為0.8V。

補償網絡

圖6所示的控制回路是電壓模式控制回路。誤差放大器是電壓模式類型。輸出電壓調節為內部基準（如果存在，在控制回路計算中，可以忽略FB節點和GND之間的偏移電阻）。誤差放大器輸出與振蕩器鋸齒波相比較，以提供PWM信號到駕駛室去。然后PWM信號通過VIN傳輸到開關節點振幅。該波形由輸出濾波器濾波。轉換器的傳遞函數是輸出之間的小信號傳遞函數EA和VOUT。此功能在頻率FLC處有一個雙極，取決于L-COUT在FESR處共振和零點取決于輸出電容ESR。直流增益調制器就是輸入電壓VIN除以峰值到峰值振蕩器電壓∆VOSC。補償網絡通過傳輸關閉連接VOUT和EA輸出的環路函數理想地等于-ZF/ZFB。

補償的目標是閉合控制回路，保證直流調節精度高，性能好動態性能和穩定性。要實現高增益環路，高帶寬和良好的相位裕度。實現高直流增益，使補償網絡傳輸具有積分器形狀功能。環路帶寬（F0dB）可以通過選擇合適的RF/RFB比率來固定，但是穩定性，不應超過FSW/2π。為了獲得良好的相位裕度，控制回路增益必須以-20dB/decade斜率穿過0dB軸。作為一個例子，圖7顯示了III型補償的漸近bode圖。

為了確定補償網絡的極點和零點，以下建議可以遵循：

a） 設置增益RF/RFB以獲得所需的閉環調節器帶寬根據近似公式（RFB的建議值范圍為2kΩ至5kΩ）：

e） 檢查補償網絡增益是否低于開環EA增益；

f） 估計得到的相位裕度（應大于45°）并重復，如有必要，修改參數。

布局指南

L6727提供控制功能和大電流集成驅動器，以實現大電流降壓DC-DC轉換器。在這種應用中，一個好的布局是非常重要的很重要。為這些應用程序放置組件時的第一個優先級必須保留給電源部分，盡可能減少每個連接和回路的長度。到將噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗）電源連接（在中突出顯示圖8）必須是電源平面的一部分，并且無論如何都要用寬而厚的銅來實現跟蹤：循環必須最小化。關鍵部件，即功率mosfet，必須彼此靠近。建議使用多層印刷電路板。輸入電容（CIN），或至少所需總電容的一部分，必須放置在靠近功率段的地方，以消除由銅的痕跡。低ESR和ESL電容器是首選，建議MLCC在HS排水管附近連接。當電源跡線必須在為了降低PCB的寄生電阻和電感。再者，復制多個PCB層上相同的高電流軌跡將降低寄生電阻與那個連接有關。將輸出大容量電容器（COUT）連接到盡可能靠近負載的位置，最大限度地減少寄生與銅跡線相關的電感和電阻，也增加了額外的去耦電容器沿途到達負載時，這會導致電容器遠離散裝電容器銀行。

門軌跡和相位軌跡的大小必須根據所傳送到的驅動器均方根電流確定功率MOSFET。設備的健壯性允許管理具有強大功能的應用程序遠離控制器而不損失性能。不管怎樣，如果可能的話建議盡量減少控制器和電源部分之間的距離。見圖9對于驅動程序當前路徑。小信號組件和應用程序關鍵節點的連接，以及旁路電容器對于器件的供電，也很重要。定位旁路電容器（VCC和自舉電容器）和回路補償元件盡可能靠近裝置實用。為了實現過流可編程性，將ROCSET靠近設備并避免由于內部電流源只有60μA，所以COMP/OC引腳上的泄漏電流路徑。不使用肖特基二極管與低邊MOSFET并聯的系統可能會顯示出很大的缺陷相位針上有負尖峰。該峰值必須限制在絕對最大值范圍內額定值（例如，在HS MOSFET柵極上串聯一個柵極電阻，或一個相位電阻串聯到相引腳），以及正尖峰，但有一個額外的結果：導致自舉電容器過充。這個額外的費用可以原因，在最大輸入電壓的最壞情況下瞬態，啟動到相電壓克服絕對最大額定值導致設備故障。在這種情況下，建議通過增加一個串聯到自舉二極管的小電阻（圖1中的RD）

嵌入基于L6727的VRs

將虛擬現實嵌入應用程序時，必須格外小心，因為VR是一種開關式DC/DC調節器，它必須在其中工作的最常見的系統是數字系統，如MB或類似系統。事實上，最新的MBs變得越來越快功能強大：高速數據總線越來越普遍和開關感應噪聲如果不遵循其他布局指南，VR生成的數據可能會影響數據完整性。在選擇開關量較大的路徑時，必須主要考慮幾個簡單點電流流動（開關高電流會導致雜散電感上的電壓尖峰引起噪聲的跡線會影響附近的跡線）：當在內部層上復制高電流路徑時，保持所有層的大小順序相同以避免“周圍”效應增加噪聲耦合。在大電流開關VR軌跡和數據總線之間保持安全防護距離，尤其是高速數據總線，以減少噪聲耦合。為I/O子系統路由偏差跟蹤時，保持安全防護距離或適當過濾必須在VR附近行走。噪聲的可能原因可能位于相位連接、MOSFETs柵極驅動以及輸入電壓路徑（來自輸入大容量電容器和HS漏極）。也接地連接如果不堅持使用電源接地平面，則必須考慮。這些連接必須小心遠離噪音敏感的數據總線。由于產生的噪聲主要是由于VR的開關活動，所以噪聲發射取決于電流轉換的速度。為了降低噪聲排放水平，也有可能，除了之前的指導方針外，為了降低當前的坡度，從而增加切換時間：由于切換時間較長，這將導致增加在系統熱設計中必須考慮的開關損耗。

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