應用程序信息

其中是RDS（ON）和k的溫度依賴性是與柵極驅動電流成反比的常數。兩個MOSFET都有I2R損耗N通道方程包含了一個附加的傳輸損耗項，它在高輸入電壓下最高。為VIN<20V高電流效率普遍提高對于更大的mosfet，而對于VIN>20V的過渡損耗迅速增加到使用更高的點具有較低CRS的RDS（ON）設備實際提供更高效率。同步MOSFET損耗最大在高輸入電壓或短路時此開關的占空比接近100%。請參閱可折疊的限流部分，以便進一步應用信息。術語（1+δ）通常用于標準化RDS（ON）與溫度曲線的形式，但是δ=0.005/°C可用作低電壓MOSFET。通常在MOSFET中指定crs特點。常數k=2.5可用于主要估計這兩個術語的貢獻開關耗散方程。圖1所示的肖特基二極管D1提供兩個目的。連續同步運行時，D1在兩個大功率mosfet。這會阻止身體底部MOSFET二極管的導通與存儲在死亡時間充電，這可能會花費效率為1%。在低電流運行期間，D1與小型頂部MOSFET一起工作，以提供一種高效的低電流輸出級。一輛1A肖特基是由于相對較小的平均電流，這兩個區域通常是一個很好的折衷方案。

CIN與COUT選擇

在連續模式下，頂部的源電流N溝道MOSFET是一種占空比為VOUT/VIN的方波。為了防止大電壓瞬變，低ESR輸入最大均方根電流的電容器尺寸必須為用過。最大均方根電容電流由下式得出：

此公式在VIN=2VOUT時有一個最大值，其中IRMS=IOUT/2。這種簡單的最壞情況通常用于設計，因為即使是顯著的偏差不要提供太多的救濟。注意電容器制造商的紋波電流額定值通常僅基于2000小時生命的意義。因此建議進一步降低電容器，或選擇額定值較高的電容器溫度高于要求。幾個電容器也可能平行的為了滿足尺寸或高度的要求設計。如有任何問題，請咨詢制造商問題。COUT的選擇取決于所需的有效性串聯電阻（ESR）。通常，一旦ESR要求得到滿足，電容就足以進行濾波。輸出紋波（∆VOUT）近似為：

式中f=工作頻率，COUT=輸出電容和∆IL=電感器中的紋波電流。輸出紋波在最大輸入電壓下的最大值，因為∆IL增加輸入電壓。在∆IL=0.4IOUT（MAX）的情況下在最大車輛識別碼（VIN）下，紋波小于100毫伏，假設：需要ESR<2RSENSE尼奇康、聯合化學和三洋應考慮采用高性能通孔電容器。OS-CON半導體電介質三洋提供的電容器具有最低的ESR（尺寸）鋁電解產品更高的價格。一旦ESR對COUT的要求均方根電流額定值通常遠遠超過IRIPLE（P-P）要求。在表面貼裝應用中，多個電容器可能必須并聯以滿足ESR或RMS電流申請的處理要求。鋁電解鉭電容器和干鉭電容器都有表面安裝配置。在鉭的情況下，它是對電容器進行浪涌測試以用于開關電源。最好的選擇是AVXTPS系列表面貼裝鉭鉭合金高度從2毫米到4毫米。其他電容器類型包括三洋OS-CON、Nichicon PL系列和Sprague593D和595D系列。其他請咨詢制造商具體建議。

INTVCC調節器

內部P通道低壓差調節器產生為驅動器和內部電路供電的5V電源在LTC1436A/LTC1437A中。INTVCC引腳可以電源高達15毫安，且必須通過旁路接地至少2.2μF鉭或低ESR電解液。良好的旁路對提供高瞬態是必要的MOSFET柵極驅動器所需的電流。高輸入電壓應用，其中大型MOSFET以高頻驅動，可能會導致LTC1436A的最高結溫額定值/超過LTC1437A。IC電源電流為主要由柵極充電時的供電電流決定使用輸出派生的EXTVCC源。門電荷取決于工作頻率，如效率考慮部分。結溫可用注中給出的公式估算1電氣特性。例如LTC1437A的30V電源限制在19mA以下

以防止最高結溫超過時，必須檢查輸入電源電流在最大車輛識別碼（VIN）下以連續模式運行。

EXTVCC連接

LTC1436A/LTC1437A包含一個內部P通道MOSFET開關連接在EXTVCC和INTVCC引腳。開關閉合并為INTVCC供電當EXTVCC引腳高于4.8V時供電，以及在EXTVCC降至4.5V以下之前保持關閉狀態允許MOSFET驅動器和控制電源導出正常運行時的輸出（4.8V<VOUT<9V）輸出輸出時從內部調節器輸出調節（啟動、短路）。不要應用更大至EXTVCC引腳的電壓大于10V，并確保EXTVCC<VIN。通過通電可以實現顯著的效率提高由于VIN電流產生來自驅動器和控制電流將通過占空比/效率系數。對于5V調節器電源是指將EXTVCC引腳直接連接到VOUT。但是，對于3.3V和其他低壓調節器，需要額外的電路來獲得INTVCC功率從輸出。下表總結了EXTVCC的四種可能連接：

1.EXTVCC左開（或接地）。這將導致INTVCC由內部5V調節器供電在高投入時效率損失高達10%電壓。

2.EXTVCC直接連接到VOUT。這是正常現象連接5V調節器并提供最高效率。

3.EXTVCC連接到輸出派生的boost網絡。對于3.3V和其他低壓調節器，效率通過將EXTVCC連接到輸出電壓已被提升到大于4.8V。這可以通過感應升壓繞組如圖4a所示或電容式電荷泵如圖4b所示泵具有簡單磁性的優點。

4.EXTVCC連接到外部電源。如果外部電源在5V至10V范圍內可用（EXTVCC<VIN），可用于為EXTVCC供電，前提是與MOSFET柵極驅動要求兼容。當驅動標準閾值MOSFET時，外部電源必須在運行期間始終存在防止由于柵極驅動不足而導致的MOSFET失效。

上部模塊MOSFET驅動器電源（CB，DB）連接到升壓電路的外部自舉電容器CB引腳為上部模塊提供柵極驅動電壓MOSFET。功能圖中的電容器CB是當SW引腳很低。當上部組塊中的一個MOSFET要轉動時打開時，驅動器將CB電壓置于柵極源上所需的MOSFET。這增強了MOSFET和打開上部開關。開關節點電壓開關升到VIN，增壓管腳升到VIN+INTVCC。這個升壓電容器CB的值需要是100倍大于上部模塊的總輸入電容MOSFET。在大多數應用中，0.1μF就足夠了。這個DB上的反向故障必須大于VIN（最大值）。

輸出電壓編程

輸出電壓是引腳可選的所有成員LTC1436A/LTC1437A系列。輸出電壓為由VPROG引腳選擇如下：

VPROG=0V電壓=3.3V

VPROG=INTVCC VOUT=5伏

VPROG=打開（DC）VOUT=可調

LTC1436A/LTC1437A系列也有遠程輸出電壓感應能力。內部電阻的頂部分頻器連接到VOSENSE。固定3.3V和5V輸出電壓應用VOSENSE引腳連接輸出電壓如圖5a所示外部電阻分壓器，VPROG引腳保持開路（DC）VOSENSE引腳連接到反饋電阻如圖5b所示。

上電復位功能（POR）

上電復位功能監測輸出電壓打開排水明渠法規。需要外部上拉電阻器POR引腳。當第一次使用電源或從關閉，POR輸出被拉到地上。當輸出電壓上升到低于最終調節輸出值，內部計數器啟動。在計算216（65536）個時鐘周期后，POR下拉裝置關閉。當輸出電壓達到時，POR輸出將變低低于規定值7.5%的時間超過約30μs，表示出現不規則狀態。在停機時，POR輸出被拉低，即使調節器的輸出由外部電源控制。

運行/軟啟動功能

RUN/SS引腳是一種雙用途引腳，它提供軟啟動功能和關閉LTC1436A/LTC1437A。軟啟動可降低浪涌電流通過逐漸增加內部電流限制從VIN開始。電源排序也可以完成用這個別針。

內部3μA電流源為外部電流源充電電容器CSS。當RUN/SS上的電壓達到1.3V時LTC1436A/LTC1437A開始工作。作為電壓on RUN/SS繼續從1.3V上升到2.4V，則內部電流限制也以比例線性變化速率。電流限制從大約50mV開始/RSENSE（在VRUN/SS=1.3V時）并在150mV/RSENSE結束（VRUN/SS>2.7伏）。因此，輸出電流上升慢慢地，給輸出電容充電。如果RUN/SS已經一直拖到地面在啟動前有一個延遲大約為500ms/μF，然后500ms/μF以達到全電流。tDELAY=5（105）CSS秒將RUN/SS引腳拉至1.3V以下時，LTC1436A/

LTC1437A進入低靜態電流關機（IQ<25微安）。這個引腳可以直接從邏輯驅動，如圖所示在圖6中。圖6中的二極管D1減少了啟動延遲，但是允許CSS緩慢上升軟啟動功能；如果不需要軟啟動，可以刪除此二極管和CSS。RUN/SS引腳有一個內部6V齊納鉗（參見功能圖）。

折疊限流

如功率MOSFET和D1選擇中所述MOSFET的最壞情況下的耗散發生在短路輸出時，同步MOSFET幾乎連續進行電流限值。在大多數應用不會導致過熱，延長故障間隔。但是，當熱下沉是在溢價或更高的RDS（ON）mosfet是在使用時，應在根據故障的嚴重程度降低電流。通過添加一個輸出端和第i個引腳之間的二極管DFB，如中所示功能圖。在硬短路（VOUT=0V）中，電流將減少到最大值的大約25%輸出電流。該技術可用于調節輸出電壓為1.8V或更高的所有應用。

鎖相環與頻率同步

LTC1436A-PLL/LTC1437A各有一個內部電壓控制振蕩器和相位檢測器，包括鎖相環。這使得頂部的MOSFET能夠鎖定在外部源的上升邊緣。這個壓控振蕩器的頻率范圍是中心頻率fO周圍±30%。COSC的值是根據期望的操作計算出來的頻率fO。假設鎖相環被鎖定（VplLpf=1.19伏）：

所使用的相位檢測器是邊緣敏感型數字型它在外部和內部振蕩器。這種類型的相位檢測器不會鎖定接近VCO中心頻率的諧波。PLL保持范圍∆fH等于捕獲范圍：∆fH=∆fC=±0.3fO。

相位檢測器的輸出是一對互補的電流源在外部充電或放電PLL LPF引腳上的濾波器網絡。關系PLL LPF引腳和工作頻率之間如圖7所示。簡化的框圖如所示圖8。如果外部頻率（fplin）大于振蕩頻率（f），則持續提供電流，向上拉動PLL LPF引腳。當外部頻率較低時比fOSC，電流不斷下沉，拉低PLL LPF引腳。如果外部和內部頻率是相同但有相位差，電流源打開一段與相位相對應的時間

區別。因此，可調整PLL LPF引腳上的電壓直到外部和內部的相位和頻率振蕩器是相同的。在這個穩定的工作點相位比較器輸出開路，濾波電容器CLP保持電壓。環路濾波器組件CLP和RLP使來自相位檢測器的電流脈沖電壓控制振蕩器的穩定輸入。過濾器組件CLP和RLP決定了環路的速度獲得鎖。通常，RLP=10k，CLP為0.01μF至0.1μF。確保將過濾器的低端連接到SGND。可通過外部邏輯驅動PLL LPF引腳以獲得1:1.9頻移。圖9所示的電路將提供從fO到1.9fO的頻率偏移作為電壓VplLpf從0V增加到2.4V，不要超過2.4V在VPLLLPF上。

低電池比較器

LTC1436A/LTC1437A的片內電池電量不足可以用來檢測電池電量不足的比較器條件，如圖10所示。這個電阻分壓器R3、R4將比較器跳閘點設置為跟隨：

負極（–）輸入端的分壓

比較器與內部1.19V參考電壓進行比較。A內置20mV磁滯，確保快速切換。這個輸出是一個開漏MOSFET，需要上拉電阻器。該比較器在停機時不工作。這個電阻分壓器的低壓側應連接到SGND。

SFB引腳操作

當SFB引腳下降到其參考地面以下時1.19V閾值，強制連續模式運行。在連續模式下，無論主開關上的負載如何，都使用大型N通道主開關和同步開關輸出。除了提供邏輯輸入以強制連續同步操作時，SFB引腳提供了一種方法調節反激式繞組輸出。連續同步運行允許從輔助繞組中提取功率，而不考慮一次輸出負載。SFB引腳可根據反激繞組的需要實現連續同步操作。次級輸出電壓由變壓器與一對外部電阻返回到SFB引腳，如圖4a所示。圖4a中的二次調節電壓VSEC為：

式中，N是變壓器的匝數比，VOUT是由VOSENSE感應的主輸出電壓。

輔助調節器/比較器

輔助調節器/比較器可用作比較器或低壓差調節器（通過添加外部PNP通電裝置）。當AUXON引腳上的電壓大于1.19V調節器/比較器開啟。特殊電路當作為低壓差調節器運行時，消耗較小的（20μa）偏置電流，同時仍保持穩定。不當輸入級過驅動時會產生過大電流當用作比較器時。AUXDR引腳內部連接至開路漏極MOSFET，可以下沉到10毫安。電壓開了AUXDR確定內部12V電阻分壓器是否連接到AUXFB，如下所述。AAUXDR和電壓需要上拉電阻器不得超過28V。添加了一個外部PNP通過裝置，一個線性可提供高達0.5A的調節器。作為如圖12a所示，外部PNP連接器的底座與一個上拉電阻器連接至AUXDR引腳。外部集電極的輸出電壓VOAUXPNP由AUXFB引腳感測。可以獲取輔助調節器的輸入電壓從初級電感器上的二次繞組如圖11a所示。在此應用程序中，SFB引腳調節PNP調節器的輸入電壓（參見SFB引腳操作），并應設置為約1V至高于輔助設備所需輸出電壓2伏調節器。齊納二極管鉗可能需要保持VSEC在28V AUXDR引腳規格下主服務器負載過重，而輔助服務器負載不足。AUXFB引腳是調節器的反饋點。安內部電阻分壓器可提供12V電壓只需將AUXFB直接連接到外部PNP的collector即可輸出。內部電阻分壓器是當AUXFB處的電壓高于9.5V時，選擇1V內置磁滯。對于其他輸出電壓，外部電阻分壓器反饋至AUXFB，如中所示圖11b.輸出電壓VOAUX設置如下：電壓=1.19V（1+R8/R7）<8V AUXDR<8.5V電壓=12V AUXDR>12V該電路也可用作不可逆電壓比較器如圖11c所示。當AUXFB下降時低于1.19V時，AUXDR引腳將拉低。將AUXDR引腳拉至5V用作比較器輸出時，用于連接1.5μa內部電流源

最低準時注意事項

最小接通時間，噸（MIN）是LTC1436A/LTC1437A能夠轉動的時間頂部MOSFET開關。它由以下因素決定內部定時延遲和轉動所需的柵極電荷在頂部的MOSFET上。低占空比應用可能接近這一最小接通時間限制。如果占空比低于最低限度所能容納的限度準時，LTC1436A/LTC1437A將開始跳過循環。輸出電壓將繼續調節，但是紋波電流和紋波電壓會增加。因此應該避免這種限制。

LTC1436A/LTC1437A在正確配置的應用程序小于300ns，但是在低紋波電流振幅下增加（見圖12）。如果應用程序預期在最小接通時間限制，必須選擇一個電感器值足夠低，足以提供足夠的紋波振幅滿足最低準時要求。確定正確的值，使用以下步驟：

1.計算最大供應時的接通時間，噸（MIN）=（1/f）（VOUT/VIN（最大））。

2.使用圖12獲得峰間電感紋波電流占實現所需IMAX的百分比計算的噸（MIN）。

3.紋波振幅∆IL（MIN）=（圖12中的%）（IMAX）其中IMAX=0.1/RSENSE。

因為LTC1436A/LTC1437A的靈敏度接近最小值時的電流比較器在時限內，防止雜散磁通是很重要的由感應器在電流感應電阻器使用核心。通過在電感器的徑向軸（見圖13），這種噪聲將最小化。

效率考慮因素

開關調節器的效率等于輸出功率除以輸入功率乘以100%。它是通常有助于分析個人損失以確定是在限制效率和會產生什么樣的變化最大的進步。效率可以表示為：效率=100%–（L1+L2+L3+…）式中，L1、L2等是單個損失的百分比輸入功率。雖然電路中的所有耗散元件都會產生損失，四個主要來源通常占LTC1436A/LTC1437A電路中的損耗：LTC1436A/LTC1437A VIN電流、INTVCC電流、I2R損耗和上部模塊MOSFET過渡損耗。1VIN電流是中給出的直流電源電流不包括MOSFET的電氣特性表驅動器和控制電流。VIN電流導致a較小（<1%）損失，隨車輛識別號（VIN）而增加。2INTVCC電流是MOSFET驅動器和控制電流。MOSFET驅動電流結果從開關電源的柵極電容莫斯費茨。每次MOSFET柵極從從低到高再到低，一包電荷dQ移動從INTVCC到地面。得到的dQ/dt是一個電流通常比控制電路電流。在連續模式下，IGATECHG=f（QT+QB），其中QT和QB是上部和底部MOSFET。因為這個原因自適應功率輸出級切換到低低電流運行時的QT MOSFET。通過從輸出源驅動EXTVCC，駕駛員和控制電流將按占空比因數進行縮放/效率。例如，在20V到5V的應用中，10毫安的INTVCC電流約為3毫安VIN電流。這減少了10%或更多（如果駕駛員直接從車輛識別號）只有百分之幾

3.I2R損耗由MOSFET，電感和電流分流。連續模式平均輸出電流流過L和但在主艙上部被“砍”了MOSFET和同步MOSFET。如果兩者大多數場效應晶體管的RDS大致相同（ON），那么一個MOSFET的電阻可以簡單地求和利用L和RSENSE的電阻來獲得I2R損失。例如，如果每個RDS（ON）=0.05Ω，RL=0.15Ω，RSENSE=0.05Ω，則總電阻為0.25Ω。這會導致3%的損失當輸出電流從0.5A增加到2A時為10%。在高輸出時，I2R損耗會導致效率下降電流。

4.過渡損耗僅適用于上部模塊MOSFET，在高輸入電壓下（通常為20伏或更高）。過渡損失可根據以下公式估算：過渡損耗=2.5（VIN）1.85（最大值）（CRSS）（f）其他損耗包括CIN和COUT ESR耗散損耗，死區內的肖特基傳導損耗和電感器鐵心損耗，一般占2%以下額外損失總額。

檢查瞬態響應

調節器回路的響應可以通過查看負載瞬態響應。開關調節器對直流（電阻）負載中的一個階躍響應的幾個周期電流。當加載步驟發生時，VOUT立即移動等于（∆ILOAD）（ESR）的量，其中ESR是有效串聯電阻。∆ILOAD也開始充電或放電產生反饋錯誤信號。調節器回路隨后動作，將VOUT返回至它的穩態值。在這段恢復時間內，你可以被監控過沖或響鈴表示穩定性問題。第i個外部組件如圖1所示，電路將為大多數應用提供足夠的補償。

第二個更嚴重的瞬態是由接通引起的帶有大（>1μF）的負載提供旁路電容器。這個放電旁路電容器有效并聯用COUT，導致VOUT快速下降。沒有調節器可以如果負載開關電阻低，驅動速度快。唯一的解決方案是限制開關驅動器的上升時間，以便負荷上升時間限制在大約25（CLOAD）。因此，10μF電容器需要250μs的上升時間，將充電電流限制在200mA左右。汽車注意事項：插入點煙器隨著電池驅動設備的移動，自然有興趣插入點煙器以便在操作過程中保存電池組，甚至為其充電。但在連接之前，請注意：您正在插入地獄的補給。汽車的主電池線是許多惡劣的潛在瞬變的源頭，包括甩負荷、反接電池和雙電池。卸載是由于蓄電池電纜松動造成的。當電纜斷開連接，交流發電機磁場崩潰會引起高達60V的正尖峰幾百毫秒的衰減時間。反向電池是就像上面說的，雙電池是拖車操作人員發現24V跨接起動曲柄冷發動機比12V快。圖14所示的網絡是保護DC/DC轉換器免受汽車電池線的破壞。串聯二極管防止電流在電池倒換時流動，而瞬態抑制器鉗制輸入電壓卸載期間。注意瞬態抑制器不應在雙電池運行期間進行，但是必須仍然鉗制輸入電壓低于擊穿轉換器。盡管LTC1436A/LTC1437A的最大輸入電壓為36V，但大多數應用將是MOSFET BVDSS限制為30V。

設計實例

作為設計示例，假設VIN=12V（標稱），VIN=22V（最大），VOUT=1.6V，IMAX=3A，f=250kHz，RSENSE可以立即計算COSC：

參考圖3，4.7μH電感器位于推薦范圍。檢查紋波電流使用以下公式：

最低占空比也出現在最大輸入時電壓。在這種情況下，運行時間應為檢查以確保它不違反LTC1436A/LTC1437A的最小接通時間和原因跳過周期發生。在車輛識別號（VIN）時所需的接通時間為：

ΔIL先前計算為1.3A，即IMAX的43%。從圖12可以看出，LTC1436A/LTC1437A43%紋波時的最小接通時間約為235ns。因此，最短接通時間足夠且無循環將發生跳轉。頂部MOSFET的功耗可以是容易估計。選擇Siliconix Si4412DY結果輸入：RDS（開）=0.042Ω，CRSS=100pF。最大輸入時電壓T（估計值）=50°C：

最嚴格的同步要求當VOUT=0（即短路）時，出現N溝道MOSFET電路）。在這種情況下，最壞情況下的耗散上升到：

當0.033Ω感應電阻器ISC（AVG）=4A時，將Si4412DY的功耗提高到950mW溫度105°C。CIN的額定電流均方根值至少為1.5A溫度。選擇COUT時，ESR為0.03Ω輸出紋波。連續模式下的輸出紋波為最高輸入電壓。輸出電壓ESR引起的波紋大約為：

PC板布局檢查表

當布置印刷電路板時，以下內容應使用檢查表確保LTC1436A/LTC1437A。這些項目也有圖解說明如圖15的布局圖所示。檢查布局如下：1信號和電源接地是否隔離？這個LTC1436A/LTC1437A信號接地引腳必須返回至（–）盤子。電源接地連接到底部N溝道MOSFET的源，陽極肖特基二極管，和（–）板的CIN，應該有盡可能短的引線長度。

2.LTC1436A/LTC1437A VOSENSE引腳是否連接到（+）盤的COUT？在可調應用中電阻分壓器R1/R2必須連接在（+）蓋板和信號接地。100pF電容器應盡可能接近LTC1436A/LTC1437A。

3.SENSE和SENSE+導線是否與最小PC記錄道間距？濾波電容器應在SENSE+和SENSE–之間接近可用于LTC1436A/LTC1437A。

4.CIN的（+）板是否連接到盡可能靠近上部的MOSFET？該電容器為MOSFET提供交流電流。

5.INTVCC去耦電容器連接是否緊密在INTVCC和電源接地引腳之間？這種電容器攜帶MOSFET驅動器的峰值電流。

6.使交換節點SW遠離敏感的小信號節點。理想情況下，應該放置交換機節點在LTC1436A/LTC1437A的最遠點。

7.將PLLIN線路從Boost和SW引腳布線至避免不必要的拾取（Boost和SW引腳具有高dV/dTs）。

8.SGND應專門用于PLL LPF、COSC、ITH、LBI、SFB上的外部組件接地，VOSENSE和AUXFB引腳。

9.如果操作接近最小接通時間限制，則為感應電阻位于感應電機的徑向軸上？見圖13。

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