逐步設計

應用條件：VIN=3.3V，±10%VOUT=1.25V IOUT=5A FSW=270kHz

輸入電容器。

脈沖電流（平均值為零）流過buck變換器的輸入電容器。該電流的交流分量相當高，并在電容器的ESR上消耗大量的功率：

電容器必須提供的均方根電流由：

其中δ是應用的占空比忽略最后一項，方程簡化為：

哪個最大值對應于δ=1/2，等于Iout/2因此，在最壞的情況下，輸入電容器的有效值紋波電流額定值應高達各自最大輸出電流的一半。電解電容器是最常用的，因為它們是最便宜的，而且有廣泛的市場均方根電流額定值范圍。唯一的缺點是，對于給定的額定電流，它們比其他電容器物理上更大。非常好的鉭電容器即將推出，具有非常低的ESR和小尺寸。唯一的問題是，如果在充電過程中受到非常高的電流，它們有時會燃燒。所以，是的最好避免這種類型的電容器作為輸入濾波器的器件。事實上，它們可能會受到高浪涌的影響連接到電源時的電流。如果適用于要求的電容值和額定電壓，對于給定的物理尺寸，陶瓷電容器通常具有較高的均方根電流額定值（由于低血沉）。缺點是成本相當高。可能的解決方案：

電感器

定義電感時，首先要確定電感值。其最小值由以下公式給出：

式中RF=∆I/IOUT（基本上約為30%）。

根據我們的參數：最小值≥2μH飽和電流必須高于5A

輸出電容和紋波電壓

根據靜態和動態輸出電壓精度選擇輸出電容器。靜態輸出電壓精度主要取決于輸出電容器的電流變率，而動態精度通常取決于ESR和電容值。如果1.25V輸出電壓的靜態精度為±1%，則輸出紋波為±12.5mV。為了根據輸出精度確定ESR值，需要計算紋波電流：

其中FSW=270kHz。

根據上面的等式，紋波電流約為1.25A。因此，ESR由以下公式得出：

動態規格有時比靜態要求更寬松，無論如何，必須確保最小輸出電容，以避免在負載瞬態過程中因充電和放電而引起的輸出電壓變化。為了使裝置控制回路正常工作，輸出電容器ESR（τ=ESR）引入零點·Cout）必須至少比開關頻率小十倍。低ESR鉭電容器零度接近10千赫，適合輸出濾波。輸出電容值COUT及其ESR，ESRCOUT，應分別足夠大和足夠小，以保持輸出電壓在精度范圍內一個負載瞬態，并給設備一個最小的信噪比。電流紋波流經輸出電容器，因此也應計算出以維持該紋波：均方根電流值由式18給出。

MOSFET和肖特基二極管

3.3V總線為器件的柵極驅動器供電，強烈建議使用超低電平MOSFET，尤其是大電流應用。MOSFET擊穿電壓VBRDSS必須大于VINMAX有一定的裕度。一旦確定了允許的功耗，就可以選擇RDSON。通過選擇相同的功率MOSFET對于us和ls，它們消耗的總功率不依賴于占空比。因此，如果PON這個功率損耗（額定輸出功率的百分之幾）是要求的嗎RDSON（@25°C）可由以下公式得出：

α是RDSON的溫度系數（通常，對于這些低壓等級，α=510-3°C-1）和允許溫升。然而，值得注意的是，一般而言，RDSON越低，門越高充電QG，這會導致更高的門驅動器消耗。事實上，每個開關周期，都有一個電荷QG移動從輸入電源到接地，產生等效驅動電流：

一個肖特基二極管可以增加在高開關頻率下的系統效率（其中死區時間可能是整個切換周期的一個重要部分）。此可選二極管必須并聯放置，同步整流器必須有反向電壓VRRM比VINMAX大。必須選擇二極管的電流大小，以使其處于安全工作狀態。為了使用比可能少的空間，在一個封裝中選擇了一個雙MOSFET:STS5DNF20V

輸出電壓設定

第一步是選擇輸出分壓器來設置輸出電壓。要選擇這個值沒有條件，但低分頻器網絡值（約100Ω）會降低低電流下的效率；相反，高分頻器會降低效率網絡（100KΩ）增加噪聲影響。從1KΩ到10KΩ的網絡分配器值正確。我們選擇了：

R3=1KΩ

R2=1.1KΩ

通過將分壓器從輸出端連接到VSENSE引腳，可以調節設備的輸出電壓。最小值輸出電壓為VOUT=VREF=0.6V。一旦輸出分頻器和分頻器設計為所需的輸出電壓和開關頻率，下式給出最小輸入電壓，允許L6997S調節（對應于TOFF=TOFFMIN）：

電壓前饋

從方程1、2和3中，選擇270kHz的開關頻率可以選擇電阻分壓器。

例如：

R3=470KΩ

R4=8.5KΩ

限流電阻器

根據方程式8，考慮到RDSON STS5DNF20V和ICIR=5A，可以設置谷電流限值：R8=120KΩ

積分器電容器

假設FU=15kHz，VOUT=1.25V。由于VREF=0.6V，根據裝置描述的方程式2，它遵循αOUT=0.348，根據方程式5遵循C=250pF。輸出紋波在22mV左右，因此系統不需要第二個積分器。

軟起動電容器

考慮到第10頁的軟啟動方程（公式11），可以發現：CSS=150磅/平方英尺這些方程在空載情況下是有效的。當存在活動荷載時，方程結果更為復雜；進一步一些有功負荷會產生意想不到的影響，因為在軟啟動過程中，高于預期的電流會導致更改啟動時間。在這種情況下，電容值可以在應用中選擇；不管怎樣，Eq11給出了關于CSS值。

15A演示板說明

評估板顯示設備在以下條件下的運行情況：VIN=3.3V VOUT=1.8V IOUT=15A，FSW=200KHz，無積分器功能。評估板有兩種不同的輸入電壓：VCC[從3V到5.5V]用于為設備供電，并為電源轉換提供VIN[高達35V]。通過這種方式，改變功率元件的配置（CIN、COUT、MOSFET、L），可以評估不同條件下的器件性能。也可以在船上安裝一個用于產生VCC的線性調節器。在最上面還有兩個開關和四個跳線。這兩個開關有不同的目標：最接近VCC用于在VCC和VIN都存在時打開/關閉設備；使用另一個靠近R11的打開/關閉PFM功能。設備也可以用電源打開，但要正確啟動序列是必需的。必須先提高車輛識別號（VIN），然后才能應用VCC。如果順序正確不尊重設備將無法啟動。跳線用于設置積分器功能并使用遙感；有關更多信息，請參閱跳線表。有時使用積分器配置時，需要低頻濾波器以減少噪聲干擾。極值應為至少比開關頻率高5倍。低通濾波器應以這種方式插入：電阻，在INT跳線位置，電容器在電阻器和接地之間（參考示意圖）。

演示板布局

實際尺寸：5.7cm x 7.7cm（2.28英寸x 3。08英寸）

效率曲線

DDR存儲器和終端電源

雙數據速率（DDR）存儲器需要特定的電源管理架構。這是因為驅動芯片組和存儲器輸入之間的跟蹤必須用電阻器終止。因為芯片組驅動存儲器有一個推挽輸出緩沖器，終端電壓必須能夠產生和吸收電流。此外，終端電壓必須等于存儲器電源（輸入端）的一半記憶是一個差分階段，需要一個參考偏差的中點）和跟蹤它。對于DDRI內存電源為2.5V，終端電壓為1.25V，而DDRII的存儲電源為1.8V，終端電壓為0.9V。圖27顯示了使用2 x L6997S。1.8V部分為內存供電，0.9V部分提供終端電壓。

存儲器和終端電源所需的電流取決于存儲器類型和大小。圖28和29顯示了中顯示的應用程序的終止部分圖27。

Ch1->感應器電流

Ch2->階段節點

Ch3->輸出電壓

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