1、特點

工作電源電壓為5V至12V母線

高達1.3A柵電流能力

輸出電壓可調

N-反向E/A輸入可用

0.9V±1.5%參考電壓

電壓模式PWM控制

非常快的負載瞬態響應

0%至100%占空比

功率良好輸出

過壓保護

HICCUP過電流保護

200kHz內部振蕩器

外部可調振蕩器

從50kHz到1MHz

軟啟動和抑制

包裝：SO-16

2、應用

記憶和術語國家的供應

計算機附加卡

低壓分布式DC-DC

磁放大器更換

3、說明

該裝置是一個高性能的pwm控制器從3.3V，5V和12V總線進行dc-dc轉換。輸出電壓可調至0.9V；使用外部電源可以獲得更高的電壓分壓器。高峰值電流門驅動器提供快速切換到外部電源部分，以及輸出電流可以超過20A。該裝置確保對負載過電流和過電壓的保護。還提供了一個內部撬棍來打開低側mosfet只要檢測到過電壓，一旦檢測到過電流，軟啟動電容器放電，系統工作打嗝模式

表5。電氣特性（Vcc=12V，TJ=25°C，除非另有規定）

設備說明

該器件是采用BCD技術實現的集成電路。控制器為高性能降壓DC-DC變換器提供完整的控制邏輯和保護。它被設計用來驅動N同步整流buck拓撲中的溝道mosfet。轉換器的輸出電壓可以是當內部參考值為使用（簡單地連接EAREF和VREF引腳）。該設備還允許使用外部參考電壓（0.9V至3V）。該裝置提供快速瞬態電壓模式控制回應。它包括一個200kHz的自由運行振蕩器，可以從50kHz調節到1MHz。誤差放大器具有10MHz的增益帶寬乘積和10V/μs的轉換率，可實現高轉換器帶寬，實現快速瞬態性能。PWM占空比的范圍為0%到100%。該裝置可防止過電流進入故障模式。設備使用上部MOSFET的rDS（ON）監控電流，無需電流感應電阻器。該設備有SO16窄包裝。

振蕩器

開關頻率在內部固定為200kHz。內部振蕩器產生三角形波形為PWM充放電與恒流內部電容器。電流輸送到振蕩器通常為50μA（Fsw=200kHz），可以使用連接在OSC引腳和GND或VCC。因為OSC引腳保持在固定電壓（典型。1.235V）時，頻率與從引腳（壓入）的電流成比例變化。特別是連接RT和GND時，根據以下關系：

將RT連接到VCC=12V或VCC=5V時，頻率降低（電流被強制進入引腳），根據與以下關系：

開關頻率變化vs.RT在圖4中重復。請注意，向該引腳施加50μa電流時，由于沒有電流傳輸到振蕩器

參考文獻

提供精確的±1.5%0.9V參考電壓。必須用1nF陶瓷電容器過濾該參考值，以避免內部線性調節器的不穩定性。它能提供高達100μA的電流，可作為設備調節，也適用于其他設備。如果在其標稱值的70%下強制，設備進入Hic  cup模式，直到該條件消除。通過EAREF引腳，可獲得法規參考。該引腳直接連接非反向誤差放大器的輸入。可使用外部參考（或內部0.9V±1.5%）。這個的輸入引腳的范圍從0.9V到3V。它有一個內部下拉（300kΩ電阻），如果未連接參考（引腳浮動）。但是，如果EAREF引腳上的電壓為低于650mV（典型值）。

軟啟動

在啟動時，會產生一個斜坡，用內部電流發生器給外部電容器CSS充電。首字母該電流值為35μA，并將電容器的充電速度提高到0.5V，之后電容器變為10μA，直到最終充電值約為4V。當軟啟動電容器（VSS）上的電壓達到0.5V時，低功率MOS打開，對輸出電容器進行放電。當VSS達到1.1V（即振蕩器三角波下限）時，上限MOS開始開關，輸出電壓開始增加。如果SS保持在0.5V以下，并且兩個mosfet都關閉，則沒有觀察到開關活動。如果VCC和OCSET引腳未超過其自身的開啟閾值，且VEAREF不高于650mV，則軟啟動不會發生，相關引腳內部對GND短路。在正常運行期間，如果在兩個電源中的一個上檢測到任何欠電壓，則SS引腳內部對GND短路，因此SS電容器短路迅速排出。

司機室

高、低壓側驅動器的驅動能力允許使用不同類型的功率MOS（也可以是多個MOS降低RDSON），保持快速開關轉換。低壓側mos驅動器由Vcc直接提供，而高壓側驅動器由啟動引腳提供。采用自適應死區控制來防止交叉傳導，并允許使用多種類型的mos  fet。當下柵極大于200mV時，避免了上mos導通，而下mos導通為如果相位引腳超過500毫伏，則應避免。在任何情況下，下部mos在高壓側關閉。在5V和12V時，上部（圖6）和下部（圖7）的峰值電流都顯示出來了。在這些測量中使用了3.3nF電容負載。對于較低的驅動器，源峰值電流為1.1A@VCC=12V和500mA@VCC=5V，而sink峰值則為電流為1.3A@VCC=12V，500mA@VCC=5V。同樣，對于上層驅動器，源極峰值電流為1.3A@Vboot Vphase=12V和600mA@VbootVphase=5V，而陷波峰值電流1.3A@Vboot Vphase=12V和550mA@Vboot Vphase=5V。

過電流保護由比較高壓側MOS壓降的裝置執行，原因是通過外部電阻（ROCS）的電壓連接在OCSET引腳和上莫斯。因此，過電流閾值（IP）可通過以下關系式進行計算：

當IOCS的典型值為200μA時。要計算ROCS值，必須將其視為最大值RdsON（也是隨溫度變化）和IOCS的最小值。為了避免意外觸發過電流保護必須滿足這種關系：

式中∆I為電感紋波電流，IOUTMAX為最大輸出電流。如果檢測到過電流，軟啟動電容器將以恒定電流（典型值為10μA）放電，以及SS引腳達到0.5V軟啟動階段重新啟動。在軟啟動過程中，過流保護始終處于活動狀態，如果發生此類事件，設備將關閉兩MOSFET，SS電容器將再次斷電（在達到約4V的上限值之后）。系統現在在“打嗝”模式下工作，如圖8所示。排除過流原因后，設備重新啟動正常工作電源開關。

電感器設計

電感值由瞬態響應時間、效率和成本之間的折衷來定義還有尺寸。必須計算電感器以維持輸出，并維持輸入電壓變化紋波電流∆IL在最大輸出電流的20%和30%之間。電感值可通過以下關系式計算：

其中fSW是開關頻率，VIN是輸入電壓，VOUT是輸出電壓。圖9顯示在VIN=5V和VIN=12V的情況下，紋波電流與不同電感值的輸出電壓之比。增加電感值會降低紋波電流，但同時也會降低轉換器負載瞬態響應時間。如果補償網絡設計良好，裝置能夠打開或關閉占空比高達100%或降至0%。響應時間現在是電感器所需的時間將其當前值從初始值更改為最終值。由于電感器尚未完成充電時間，輸出電流由輸出電容器提供。響應時間越短，輸出電容越小必修的。

負載瞬態的響應時間因負載的應用或移除而不同：如果在負載施加期間，電感器被等于輸入和輸出之間差的電壓充電電壓，在拆卸過程中，它只由輸出電壓放電。以下表達式給出了補償網絡響應足夠快的情況下∆I負載瞬態的近似響應時間：

最壞的情況取決于可用的輸入電壓和選定的輸出電壓。不管怎樣，最壞的case是負載移除后的響應時間，最小輸出電壓已編程，最大輸入電壓可用。

輸出電容器

輸出電容器是電源快速響應的基本元件。事實上，在負載傳輸過程中，在最初的幾微秒內，它們向負載提供電流。控制器立即識別負載瞬態，并將占空比設置為100%，但電流斜率受電感器值的限制。輸出由于電容器內的電流變化，電壓出現第一次下降（忽略ESL的影響）：

在負載瞬態期間，需要一個最小的電容值來維持電流而不放電。這個輸出電容器放電引起的電壓降可通過以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值，即100%。ESR越低，輸出降越低在負載瞬變過程中，輸出電壓的靜態紋波越低。

輸入電容器

輸入電容器必須承受上部MOS導通時產生的紋波電流，因此必須具有低ESR，以盡量減少損耗。該紋波的rms值為：

補償網絡設計

控制回路為電壓模式（圖10）。輸出電壓調節為輸入參考電壓水平（EAREF）。然后將誤差放大器輸出VCOMP與振蕩器三角波進行比較，以提供在相位節點處具有VIN振幅的脈寬調制（PWM）波。這個波被輸出濾波器。調制器傳遞函數是VOUT/VCOMP的小信號傳遞函數。這個函數根據L-Cout共振，頻率FLC為雙極，FESR為零，取決于輸出電容器ESR。調制器的直流增益就是輸入電壓VIN除以峰間值振蕩器電壓∆VOSC。

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