特征

●軌對軌輸入和輸出

●高輸出電流：660毫安

●單電源：+5 V至+12 V

●寬帶：5 MHz

●高轉換率：3V/ms

●低失真：0.01%

●單位增益穩定

●無相位反轉

●短路保護

●驅動電容性負載：10 nF

應用

●多媒體

●電信

●DAA變壓器驅動器

●LCD驅動程序

●低壓伺服控制

●調制解調器

●場效應晶體管驅動器

一般說明

OP179和OP279是軌對軌，高輸出電流，單電源放大器。它們是為需要電流或電容負載驅動能力的低壓應用而設計的。OP179/OP279可以吸收和源電流為±60毫安（典型值），并且在電容負載為10毫安時穩定。

從OP179/OP279的高輸出電流中獲益的應用包括驅動耳機、顯示器、變壓器和功率晶體管。強大的輸出與獨特的輸入級相結合，即使在單電源設計中，也能保持極低的失真和較寬的共模范圍。

OP179/OP279可用作緩沖器，以提供比CMOS輸出通常提供的更大的驅動能力。CMOS ASIC和DAC通常有輸出，可以擺動到正電源和接地，但不能驅動超過幾毫安。

帶寬通常為5mhz，轉換速率為3v/μs，這使得這些放大器非常適合在高增益配置中使用時需要音頻帶寬的單電源應用。電壓低至4.5V，高達12V，可保證運行。

在+5伏系統中使用OP179/OP279時，可以獲得非常好的音頻性能。THD在600Ω負載下低于0.01%，噪聲為21 nV/√Hz。每個放大器的電源電流小于3.5毫安。

單OP179在5線SOT-23-5封裝中提供。在工業（–40°C到+85°C）溫度范圍內指定。

OP279有8芯塑料浸漬、TSSOP和SO-8表面貼裝封裝。它們在工業（–40°C到+85°C）溫度范圍內指定。

引腳配置

訂購指南

典型性能圖

操作理論

OP179/OP279是模擬設備擴展的單電源設備系列的最新產品，專為多媒體和電信市場設計。它是一個高輸出電流驅動，軌對軌輸入/輸出運算放大器，由單個+5V電源供電。它也適用于其他需要低失真和高輸出電流驅動的低電源電壓應用。為了結合軌對軌輸入/輸出操作的高輸出電流和低失真的特性，采用了新的電路設計技術。

例如，圖1說明了OP179/OP279輸入級的簡化等效電路。它由兩個并聯運行的PNP差分對Q5-Q6和Q7-Q8組成，帶有二極管保護網絡。二極管網絡D5-D6和D7-D8用于將施加的差分輸入電壓鉗制到OP179/OP279，從而保護輸入晶體管免受雪崩損壞。這兩個PNP增益級之間的基本區別是Q7-Q8對通常是關閉的，并且它們的輸入被Q1-D1-D2和Q9-D3-D4從運算放大器輸入緩沖。操作最好理解為施加共模電壓的函數：當OP179/OP279的輸入在電源之間的中間偏壓時，差分信號路徑增益由電阻負載（通過R7、R8）Q5-Q6控制。當輸入共模電平朝負電源（VNEG或GND）降低時，輸入晶體管電流源I1和I3被迫飽和，從而迫使Q1-D1-D2和Q9-D3-D4網絡切斷；然而，Q5-Q6保持激活狀態，提供輸入級增益。另一方面，當共模輸入電壓向正電源方向增加時，Q5-Q6被驅動到截止，Q3被驅動到飽和，并且Q4變得活躍，為Q7-Q8差分對提供偏置。Q7-Q8差分對激活的點大約等于（VPO–1 V）。

這里的關鍵問題是在這個階段輸入偏置電流的行為。OP179/OP279在共模電壓范圍（VNEG+1 V）到（VPOS–1 V）范圍內的輸入偏置電流是Q1Q5和Q9-Q6中基極電流的算術和。在這個范圍之外，輸入偏置電流主要由Q5-Q6（接近VNEG的輸入信號）和Q1-Q5（Q9-Q6）的基電流和控制。由于這種設計方法，OP179/OP279的輸入偏置電流不僅表現出不同的振幅，而且表現出不同的極性。這種輸入偏置電流行為在圖3中得到了最好的說明。因此，至關重要的是，連接到OP179/OP279輸入端的有效源阻抗平衡，以獲得最佳的直流和交流性能。

為了實現軌對軌輸出特性，OP179/OP279設計采用互補共發射極（或gmRL）輸出級（Q15-Q16），如圖23所示。這些放大器提供輸出電流，直到它們被強迫進入飽和狀態，飽和狀態發生在任一供電軌的50毫伏左右。因此，它們的飽和電壓是OP179/OP279中最大輸出電壓擺幅的限制。由于使用公共發射極放大器，輸出級還顯示出電壓增益；并且，輸出級的電壓增益（因此，器件的開環增益）表現出與OP179/OP279輸出處的總負載電阻的強烈依賴性，如圖7所示。

輸入過壓保護

與任何半導體器件一樣，只要存在輸入超過任一電源電壓的條件，就必須考慮器件的輸入過電壓特性。當發生過電壓時，放大器可能會損壞，這取決于外加電壓的大小和故障電流的大小。圖24顯示了OP179/OP279的輸入過電壓特性。該圖是由地面電源和連接到輸入端的曲線跟蹤器生成的。可以看出，當輸入電壓超過任何一個電源超過0.6伏時，內部pn結通電，允許電流從輸入流到電源。如簡化等效輸入電路（圖22）所示，OP179/OP279沒有任何內部限流電阻，因此故障電流可以迅速上升到破壞性水平。

只要輸入電流限制在5毫安或以下，該輸入電流不會對設備造成固有損害。對于OP179/OP279，一旦輸入電壓超過電源0.6 V以上，輸入電流就會迅速超過5 mA。如果這種情況繼續存在，應增加一個外部串聯電阻器。電阻的大小是用最大過電壓除以5毫安來計算的。例如，如果輸入電壓可以達到100 V，則外部電阻應為（100 V/5 mA）=20 kΩ。如果暴露在過電壓下，該電阻應與其中一個或兩個輸入串聯。同樣，為了確保最佳的直流和交流性能，平衡電源阻抗水平是很重要的。有關放大器一般過電壓特性的更多信息，請參閱1993年研討會應用指南，可從模擬設備文獻中心獲得。

輸出相位反轉

一些為單電源工作而設計的運算放大器，當其輸入被驅動超過其有效共模范圍時，會出現輸出電壓相位反轉。通常對于單電源雙極型運算放大器，負電源決定其共模范圍的下限。利用這些器件，外部箝位二極管，陽極接地，陰極接輸入，輸入信號偏移被防止超過設備的負電源（即GND），防止出現可能導致輸出電壓相位變化的情況。JFET輸入放大器也可能出現相位反轉，如果是這樣，通常需要一個串聯輸入電阻來防止它。

只要輸入電壓不超過電源電壓，OP179/OP279就不受合理的輸入電壓范圍限制。雖然裝置的輸出不會改變相位，但是大電流可以流過輸入保護二極管，如圖22所示。因此，在輸入電壓可能超過電源電壓的情況下，應采用輸入過電壓保護部分中推薦的技術。

電容負載驅動

OP179/OP279具有出色的電容負載驅動能力。它可以直接驅動高達10nF的性能圖，標題為小信號過沖與負載電容（圖18）所示。然而，即使設備是穩定的，電容性負載也不會沒有帶寬損失。如圖25所示，對于大于3nF的負載，帶寬減小到1MHz以下。輸出端的“緩沖”網絡不會增加帶寬，但它確實可以顯著減少給定電容性負載的超調量。緩沖器由一個串聯的R-C網絡（RS，CS）組成，如圖26所示，從設備的輸出端連接到地面。該網絡與負載電容器CL并聯工作，以提供相位滯后補償。電阻和電容的實際值最好是根據經驗確定的。

第一步是確定電阻器的值RS。良好的起始值為100Ω（通常，最佳值將小于100Ω）。該值減小，直到小信號瞬態響應得到優化。接下來，確定CS-10μF是一個好的起點。該值減小到可接受性能的最小值（通常為1μF）。對于OP179/OP279上10 nF負載電容器的情況，最佳緩沖網絡為20Ω串聯1μF。如圖27中的示波器照片所示，其優點很明顯。頂部記錄道在10nF負載下采集，底部記錄道在20Ω，1μF緩沖網絡就位的情況下采集。打撈和振鈴的數量大大減少。表一展示了一些大型負載電容器的緩沖網絡示例。

過載恢復時間

運算放大器的過載或過驅動恢復時間是輸出電壓從飽和狀態恢復到其線性區域所需的時間。這種恢復時間在放大器必須在大的瞬態事件后恢復的應用中很重要。圖28中的電路用于評估OP179/OP279的過載恢復時間。OP179/OP279從正飽和恢復約1μs，從負飽和恢復約1.2μs。

輸出瞬態電流恢復

在許多應用中，運算放大器用于提供中等水平的輸出電流，以驅動adc、小型電機、傳輸線和電流源的輸入。正是在這些應用中，運算放大器必須迅速恢復到負載電流的階躍變化，同時保持穩定的負載電流水平。由于其高輸出電流能力和低閉環輸出阻抗，OP179/OP279是此類應用的最佳選擇。例如，當產生或降低25毫安穩態負載電流時，對于負載電流的10毫安（即25毫安至35毫安和35毫安至25毫安）階躍變化，OP179/OP279表現出小于500毫安至0.1%的恢復時間。

精密負電壓基準

在許多數據采集應用中，需要一個精確的負參考。一般來說，任何正電壓基準都可以通過在逆變配置中使用運算放大器和一對匹配電阻器轉換為負參考電壓。這種方法的缺點是電路中最大的單一誤差源是所用電阻器的相對匹配。

圖29所示的電路通過使用有源積分器電路避免了對緊密匹配電阻器的需要。在這個電路中，基準電壓的輸出為積分器提供輸入驅動。積分器為了保持電路的平衡，調整其輸出，以建立參考電壓VOUT和GND之間的適當關系。因此，可以簡單地通過替換適當的參考IC來選擇各種負輸出電壓（見表）。為了加快電路的通斷穩定時間，R2可以減小到50kΩ或更小。雖然這里選擇的積分器的時間常數是1ms，但是通過增加R3和減小C2，仍然存在權衡電路帶寬和噪聲的空間。只需簡單地添加一個PNP晶體管和一個10 kΩ電阻器，就可以在電路中保持關機功能。使用這種方法需要注意的一點是：盡管軌對軌輸出放大器在應用中工作得最好，但當需要提供任何負載電流時，這些運算放大器需要有限的凈空（mV）。電路負電源的選擇應考慮到這個問題。

高輸出電流，緩沖基準/調節器

許多應用需要穩定的電壓輸出，其電位相對接近未經調節的輸入源。這種“低壓差”類型的基準/調節器很容易與軌道環軌輸出運算放大器一起實現，并且在使用諸如OP179/OP279之類的高電流設備時特別有用。一個典型的例子是從5 V系統電源產生的3.3 V或4.5 V參考電壓。產生這些電壓需要一個三端基準，如REF196（3.3V）或REF194（4.5V），這兩個都具有低功率的特點，源輸出為30␣mA或更小。圖30顯示了這樣一個基準可以如何配備一個OP179/OP279緩沖器，以獲得更高的電流和/或電壓水平，以及sink和source負載能力。

該電路的低壓差性能由U2級提供，U2級是作為U1產生的基本參考電壓的跟隨器/緩沖器連接的OP179/OP279的一半。OP179/OP279的低電壓飽和特性允許在圖示中使用高達30毫安的負載電流，作為具有高直流精度的5伏至3.3伏轉換器。事實上，30毫安負載電流增量的直流輸出電壓變化測量值小于1毫伏。這對應于小于0.03Ω的等效輸出阻抗。在該應用中，來自U1的穩定3.3v通過噪聲濾波器R1-C1施加到U2。U2在幾毫伏內復制U1電壓，但在VOUT1處有更高的電流輸出，具有吸收和源輸出電流的能力-與大多數IC參考不同。U2反饋通路中的R2和C2為最小的直流誤差和附加的噪聲濾波提供了偏置補償。

負載電流10 mA階躍變化時參考/調節器的瞬態性能也相當好，主要由R5-C5輸出網絡決定。如圖所示，對于任一極性，瞬態約為10 mV峰值，并在8μs內穩定到2 mV以內。盡管存在優化瞬態響應的空間，但應通過實驗驗證R5-C5網絡的任何變化，以避免某些電容器類型過度振鈴的可能性。

為了將VOUT2調整到另一個（更高）輸出電平，增加可選電阻器R3（虛線顯示），使新的VOUT1變成：

例如，對于REF192的VOUT1=4.5 V和VOUT2=2.5 V，U2所需的增益是1.8倍，因此選擇R2和R3的比率為0.8:1或18 kΩ：22.5 kΩ。注意，對于最低的VOUT1直流誤差，R2和R3的并聯組合應保持等于R1（如這里所示），R2-R3電阻器應為穩定的、公差接近的金屬膜類型。

該電路可以如圖所示使用5 V至3.3 V參考/調節器，也可以與ON/OFF控制一起使用。如前所述，通過用邏輯控制信號驅動U1的引腳3，輸出被打開/關閉。注意，當使用開/關控制時，電阻器R4應與U1一起使用，以加快開關的速度。

電話線接口直接接入裝置

圖31顯示了110Ω傳輸系統的僅+5 V傳輸/接收電話線接口。它允許在變壓器耦合的110Ω線路上以差分方式進行信號的全雙工傳輸。放大器A1提供可調節的增益，以滿足調制解調器輸出驅動要求。A1和A2配置為在變壓器的單個電源上施加最大可能的信號。由于OP179/OP279的高輸出電流驅動和低壓差電壓，單個+5 V電源上可用的最大信號約為4.5 V p-p，進入110Ω傳輸系統。放大器A3被配置為差分放大器，用于從傳輸線提取接收信號以通過A4放大。A4的增益可以按照與A1相同的方式進行調整，以滿足調制解調器的輸入信號要求。標準電阻值允許使用SIP（單線封裝）格式的電阻陣列。將其與OP179/OP279的8線SOIC封裝相結合，該電路提供了一種緊湊、成本敏感的解決方案。

單電源、遠程應變計信號調節器

圖32中的電路說明了OP179/OP279可用于+12 V單電源、350Ω應變計信號調節電路中的方法。在該電路中，OP179/OP279具有兩個功能：（1）通過伺服REF43的+2.5 V輸出跨R1，為350Ω應變計提供20 mA驅動。這樣，應變計的微小變化會在AMP04的輸入端產生較大的差分輸出電壓。（2） 為了最大化電路的動態范圍，OP179/OP279的另一半被配置為連接到AMP04的REF終端的電源分配器。因此，應用中的張力或壓縮可以通過電路測量。

AMP04配置為增益100，產生80 mV/Ω的電路靈敏度。電容器C2用于AMP04的引腳8和6，以提供一個16赫茲的噪聲濾波器。如果需要額外的噪聲濾波，可在AMP04的輸入端使用可選電容器CX，以提供差模噪聲抑制。

單電源平衡線路驅動器

圖33中的電路是專業音頻應用中使用的獨特線路驅動電路拓撲，并已針對汽車音頻應用進行了修改。在單個+12 V電源上，線路驅動器在整個音頻頻段（未顯示）中顯示小于0.02%的失真。對于大于600Ω的負載，失真性能提高到電路顯示小于0.002%的位置。該設計是一個無變壓器，平衡傳輸系統的輸出共模噪聲抑制是至關重要的。與基于變壓器的系統一樣，在不改變電路增益1的情況下，任何一個輸出都可以對不平衡線路驅動器應用進行接地短路。其他的電路增益可以根據圖中的公式來設置。這使得設計可以很容易地配置為非反轉、反轉或差分操作。

單電源耳機放大器

由于其高速和大輸出驅動器，OP179/OP279是一個優秀的耳機驅動器，如圖34所示。它的低電源操作和軌對軌輸入和輸出在單個+5 V電源上提供最大的信號擺幅。為確保驅動耳機的最大信號擺幅，放大器輸入偏置為V+/2，在本例中為2.5 V。正極電源的100 kΩ電阻平均分為兩個50 kΩ電阻，其公共點被10μF繞過，以防止電源噪聲污染音頻信號。

然后音頻信號通過交流耦合到每個輸入端10 μF電容器。需要一個較大的值來確保20赫茲的音頻信息不被阻塞。如果輸入已經具有適當的直流偏置，則不需要交流耦合和偏置電阻。輸出端使用220μF電容器將放大器與耳機耦合。由于耳機的低阻抗（范圍為32Ω到600Ω），因此該值遠大于用于輸入的值。另一個16Ω電阻器與輸出電容串聯使用，通過限制電容放電電流來保護運算放大器的輸出級。當驅動48Ω負載時，電路在低輸出驅動電平（未顯示）下顯示小于0.02%THD+N。OP179/OP279的大電流輸出級可將此重負載驅動至4V p-p，并保持小于1%的THD+N。

有源濾波器

OP179/OP279有幾種有源濾波器拓撲結構。

其中有兩種流行的結構，常見的SallenKey（SK）壓控電壓源（VCVS）和多反饋（MFB）拓撲。這些濾波器類型可用于高通（HP）、低通（LP）和帶通（BP）濾波器。SK濾波器使用運放作為單位或更高增益的固定增益電壓跟隨器，而MFB結構使用它作為逆變級。這里討論的是這些濾波器的簡化，2極形式，非常有用的系統構建塊。

統一增益，SALLEN-KEY（VCVS）濾波器

高通配置

圖35a是使用OP179/OP279部分的單位增益2極SK濾波器的HP形式。對于這個濾波器和它的LP對應物，通帶內的增益是固有的統一，并且由于跟隨器連接，信號相位是不可逆的。為了簡單實用，電容器C1-C2設置為相等，電阻R2-R1調整為比率“N”，根據設計表達式提供濾波器阻尼“α”。高壓設計首先選擇C1和C2的標準電容值，然后計算N；然后根據圖中的表達式計算R1和R2。

在這些例子中，α（或1/Q）設為√2，提供巴特沃斯（最大平坦）響應特性。濾波器轉角頻率標準化為1 kHz，電阻值以四舍五入和（精確）形式顯示。通過適當選擇α，也可以選擇其他各種2極響應形狀。對于給定的響應類型（α），可以使用比例R或C值輕松地縮放頻率。

低通配置

在圖35b的LP-SK排列中，R和C元件互換，電阻相等。這里C2/C1比率“M”用于設置濾波器α，如前所述。該設計從選擇C1的標準電容值和計算M開始，M的值強制為C2的“M×C1”。然后，根據表達式計算R1和R2的值“R”。

為了獲得最高的性能，用于調節有源濾波器的無源元件值得注意。電阻器應為1%，低TC，RN55或RN60型金屬膜類型，或類似類型。

電容器最好是1%或2%的薄膜類型，如聚丙烯或聚苯乙烯，或NPO（COG）陶瓷較小的值。聚酯電容器的性能稍差。

Sallen密鑰實現中的寄生效應

在設計這些電路時，R1-R2的較低值（10 kΩ或更小）可用于在臨界時將約翰遜噪聲的影響降至最低，當然還需要權衡電容器的尺寸和費用。除非使用偏置電流補償，否則直流誤差將導致電阻值更大。為了在圖35a的高壓濾波器中添加偏置補償，使用一個值等于R2的反饋補償電阻器，可選地顯示為Zf。這將最小化偏差引起的偏移，將其減少到OP179/OP279的IOS和R2的乘積。使用R1+R2的Zf電阻對LP濾波器進行類似的補償。使用直流補償和相對較低的濾波值，使用OP179/OP279的濾波器輸出直流誤差將由VOS控制，其限制在4mv或更小。這里需要注意的是，附加電阻器會顯著增加噪聲，例如，一個未經旁路的10 kΩ電阻器會產生≈12 nV/√HZ的噪聲。然而，電阻可以通過交流旁路，用簡單的并聯電容器（如0.1μF）消除噪聲。

單電源應用中的所有關鍵實現

圖中所示的連接說明了一種經典的雙電源運放應用，對于OP179/OP279來說，使用高達±5 V的電源。但是，這些濾波器也可以在單電源模式下使用運放，而對濾波器本身幾乎沒有任何改動。

為操作單電源，OP179/OP279在針腳8處由+5 V供電，針腳4接地。在這種情況下，必須從直流電源1.2或直流電壓2.5。

對于高壓部分，直流偏壓應用于R2的公共端。R2只需返回到交流接地，該接地是5 V電源上經過良好旁路的2:1分壓器。這可以簡單到一對帶有10μF旁路帽的100 kΩ電阻器。然后，使用合適的耦合帽從U1A到下一級，對級的輸出進行交流耦合。對于低壓部分，直流偏壓與輸入信號一樣，應用于R1的輸入端。該直流電可從一個無旁路雙100 kΩ分壓器跨電源供電，輸入信號交流耦合到分頻器和R1。

多反饋濾波器

MFB過濾器，就像它們的SK親戚一樣，也可以用作構建塊。它們具有LP和HP操作功能，但也可用于帶通BP模式。由于它們是基于一個反相放大器結構，所以它們具有在通帶內反向操作的特性。另一個有用的資產是它們能夠方便地配置以獲得收益。

高通配置

圖36顯示了使用OP179/OP279部分的HP MFB 2極濾波器。對于該濾波器，通帶增益是用戶可配置的，信號相位是反相的。該電路比SK型多使用一個調諧元件。為了簡單起見，電容器C1和C3設置為相等的標準值，并且根據所述關系選擇電阻器R1-R2。這個濾波器的增益H由電容器C1和C2設定，這個因素限制了增益的可選擇性和精度。此外，輸入電容C1使得驅動級所看到的負載具有很高的無功，并限制了該濾波器的整體實用性。C1負載的可怕影響可以通過使用大約100Ω的小串聯輸入電阻得到一定程度的緩和，但仍然可能是一個問題。

在這個例子中，濾波器增益被設置為unity，拐角頻率為1khz，響應為Butterworth類型。對于直流輸出偏移是關鍵的應用，偏置電流補償可用于放大器。這是由網絡Zb提供的，其中R等于R2，電容器提供噪聲旁路。

低通配置

圖37是使用OP179/OP279部分的LP MFB 2極濾波器。對于該濾波器，通帶中的增益可在寬范圍內由用戶配置，并且通帶信號相位是反轉的。給定α、F和H的設計參數，通過選取C2的標準值開始簡化設計過程。然后根據所述關系選擇C1和電阻器R1-R3。Zb提供可選的直流偏置電流補償，其中R等于R3的值加上R1和R2的并聯等效值。

這個濾波器的增益H由電阻R2和R1設定（就像在標準運算放大器逆變器中一樣），并且可以在低頻下精確到這些電阻所允許的那樣。由于這種靈活和精確的增益特性，加上低范圍的分量值擴散，這種濾波器可能是所有MFB類型中最實用的。電容器比率最好通過并聯兩種或兩種以上的常見類型來滿足，例如，1khz單位增益巴特沃斯濾波器。

帶通配置

使用OP179/OP279部分的MFB帶通濾波器如圖38所示。這個濾波器提供了相當穩定的介質Q設計，頻率高達幾千赫。為了獲得最佳的可預測性和穩定性，操作應限于OP179/OP279在濾波器中心頻率處的開環增益超過2Q2的應用。

給定Q、F和通帶增益AO的帶通設計參數，設計過程從選取C1的標準值開始。然后根據所述關系選擇C2和電阻器R1-R3。此過濾器受各種組件值的影響。實際設計應盡量將電阻限制在1 kΩ到1 MΩ的范圍內，電容值不超過1μF。需要時，Zb提供直流偏置電流補償，其中R等于R3。

雙向揚聲器交叉網絡

有源濾波器在揚聲器交叉網絡中非常有用，因為它體積小，相對不受寄生影響，易于控制低/高聲道驅動，加上由專用放大器提供的受控驅動器阻尼。Sallen-Key（SK）VCVS和多反饋（MFB）濾波器結構都有助于實現有源交叉網絡（參見參考文獻4），圖39所示的電路是一種雙向有源交叉，它結合了兩種濾波器拓撲的優點。這種有源交叉在1V rms的輸出電平下顯示小于0.01%的THD+N，使用通用單位增益HP/LP級。在這個雙向示例中，LO信號是dc-500hzlp低音炮輸出，HI信號是HP（>500hz）高音輸出。U1B在500hz時形成MFB-LP段，U1A段提供SK-HP段，覆蓋頻率≥500hz。

這種交叉網絡是Linkwitz-Riley型 ，阻尼系數或α為2（也稱為“巴特沃斯平方”）。Linkwitz-Riley型濾波器的一個特點是，整個通帶的總幅度響應是平坦的。發生這種情況的一個必要條件是HI輸出的相對信號極性必須相對于低輸出反轉。如果只使用了SK濾波器段，這就要求在安裝時反向連接到一個揚聲器。或者，在LO信道中使用一個反轉級，這將實現相同的效果。在如圖所示的電路中，級U1B是MFB LP濾波器，它提供必要的極性反轉。與SK部分一樣，它被配置為單位增益和α為2。截止頻率為500hz，補充了U4的SK-HP部分。

在濾波器部分，選擇了元件值，以便在合理的物理/電氣尺寸和最低的噪聲和失真之間取得良好的平衡。直流偏移誤差可以通過在反饋和偏置路徑中使用直流補償來最小化，交流旁路采用電容器以降低噪聲。此外，由于網絡輸入是無功的，它應該由VIN處的直接耦合低阻抗源驅動。

圖40顯示了該濾波器結構，該結構適用于5V直流電源的單電源操作，與前面討論的線路相同。

500赫茲的交叉示例頻率可以通過電阻器或電容器的頻率縮放來降低或提高。在為其他頻率配置電路時，必須在各部分之間保持互補的低壓/高壓作用，并且各部分內的元件值必須具有相同的比率。表II提供了一種適應的設計幫助，并給出了其他頻率的建議標準分量值。

表注（適用于α=2）。

*對于SK級U1A:R1=R2，C1=C2等。

**對于MFB級U1B：R6=R5，R7=R5/2，C4=2C3。

外形尺寸

　　安芯科創是一家國內芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產降成本等解決方案,可承接項目開發,以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經理：15382911663）

　　代理分銷品牌有：ADI_亞德諾半導體/ALTBRA_阿爾特拉/BARROT_百瑞互聯/BORN_伯恩半導體/BROADCHIP_廣芯電子/COREBAI_芯佰微/DK_東科半導體/HDSC_華大半導體/holychip_芯圣/HUATECH_華泰/INFINEON_英飛凌/INTEL_英特爾/ISSI/LATTICE_萊迪思/maplesemi_美浦森/MICROCHIP_微芯/MS_瑞盟/NATION_國民技術/NEXPERIA_安世半導體/NXP_恩智浦/Panasonic_松下電器/RENESAS_瑞莎/SAMSUNG_三星/ST_意法半導體/TD_TECHCODE美國泰德半導體/TI_德州儀器/VISHAY_威世/XILINX_賽靈思/芯唐微電子等等

免責聲明：部分圖文來源網絡，文章內容僅供參考，不構成投資建議，若內容有誤或涉及侵權可聯系刪除。