特征

•寬帶緩沖器：700MHz，G=+1

•寬帶線路驅動器：200MHz，G=+2

•高輸出電流：140mA

•低電源電流：5.5mA/Ch

•超小型包裝：SOT23-8

•低dG/dφ：0.05%/0.03°

•高轉換率：335V/微秒

•電源電壓：±3V至±6V

應用

•A/D驅動器

•消費者視頻

•有源濾波器

•脈沖延遲電路

•低成本升級到AD8056或EL2210

說明

OPA2652是一款雙路、低成本、寬帶電壓反饋放大器，用于價格敏感型應用。它的特點是在5.5mA/通道靜態電流下具有200MHz的高增益帶寬產品。適用于在±5V電源上運行，它還支持單個電源從+6V到+12V，輸出電流為140mA。其經典的差分輸入、電壓反饋設計可廣泛應用于有源濾波器、積分器、跨阻放大器和差分接收機。

OPA2652內部補償了單位增益穩定性。它有特殊的帶寬（700MHz）作為單位增益緩沖器，幾乎沒有峰值（0dB典型值）。在1.5mV的輸入偏置電壓和300nA的輸入偏置電流下，實現了優異的直流精度。

相關產品

包裝/訂購信息

（1）、有關最新的軟件包和訂購信息，請參閱本文檔末尾的軟件包選項附錄。

典型特性：VS=±5V

TA=+25°C，G+2，RF=402Ω，RL=100Ω時，除非另有說明。見圖28和圖29。

應用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA2652是一種雙低功耗寬帶電壓反饋運算放大器。每個通道都進行了內部補償，以提供單位增益穩定性。OPA265全對稱反饋結構輸入。這個體系結構將偏移誤差最小化，使OPA2652非常適合實現濾波器和儀器設計。作為一個雙運算放大器，OPA2652是一個理想的選擇，設計需要多個通道，減少了電路板空間，功耗和成本關鍵。它對交流性能進行了優化，以提供200MHz的增益帶寬積和2.0ns的快速上升時間，這是高速數據轉換的重要考慮因素應用。±1.5mV的低直流輸入偏移和±5μV/°C的漂移支持高精度要求。在需要更高轉換率和更寬帶寬的應用中，例如視頻和高比特率數字通信，考慮雙電流反饋OPA2694或OPA2691。

圖28顯示了作為±5V規格和典型值基礎的直流耦合+2增益雙電源電路配置特征。這個配置針對一個通道。另一個通道連接類似。出于測試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設置為50Ω，使用串聯輸出電阻將輸出阻抗設置為50Ω。

規范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處獲得，而輸出功率（dBm）在匹配的50Ω處裝載。用于在圖28的電路中，總有效負載將為100Ω| | 804Ω。圖28中包括兩個可選組件。

附加電阻器（174Ω）與非換向輸入串聯。再加上25Ω直流源電阻，回望信號發生器，這個額外的電阻提供了一個輸入偏置電流抵消電阻，與在逆變輸入處看到的201Ω源電阻相匹配（參見直流精度和偏移控制部分）。除了通常的電源對地去耦電容器外，兩個電源引腳之間還包括一個0.1μF電容器。在實際印刷電路板（PCB）布局中，這種可選的附加電容器通常可將2次諧波失真性能提高3 dB至6 dB。

圖29顯示了增益為-1的直流耦合雙極供電電路配置，該配置是G=-1時的規格和典型特性的基礎。用于測試的輸入阻抗匹配電阻器（57.6Ω）提供了50Ω的輸入負載。電阻器（205Ω）將非換向輸入接地。此配置提供直流源電阻匹配，以消除由輸入偏置電流引起的輸出誤差。

差分ADC驅動器

首頁的電路顯示了一個OPA2652以+2V/V的增益差分驅動ADS807模數轉換器（ADC）。輸出通過交流耦合到轉換器，以適應電源電壓的差異。非轉換輸入端的133Ω電阻器使直流偏移最小錯誤差分拓撲使偶數階失真產品最小化，如二次諧波失真。

帶通濾波器

圖31顯示了一個實現六階帶通濾波器的OPA2652。該濾波器級聯兩個帶傳輸零點的二階Sallen鍵段和一個雙實極點段。它有0.3dB的紋波，450kHz和11MHz的-3dB頻率，315kHz和16MHz的-23dB頻率。20.0Ω電阻器將第一個OPA2652輸出與電容性負載隔離。這種配置提高了穩定性，對濾波器響應的影響最小。圖30顯示了SPICE模擬的標稱響應。

視頻線驅動器

圖32顯示了用作視頻線驅動程序的OPA2652。其出色的差分增益和相位允許它用于錄音室設備，而其低成本和SOT23-8封裝選項也支持消費者應用。

脈沖延遲電路

圖33顯示了用于脈沖延遲電路的OPA2652。該電路將OPA2652中的兩個運算放大器級聯，每個運算放大器形成一個單極有源全通濾波器。總增益為+1，通過濾波器的總延遲為：

tGD=n（2RC），總群時延

n=2，級聯級數

RF和RG需要相等以保持恒定的增益幅度。輸入脈沖的上升和下降時間tr（IN）應足夠慢，以防止響應中的預拍攝偽影。

tr（IN）≥5RC，最小預拍攝

簡單帶通濾波器

簡單的帶通濾波器如圖34所示。OPA2652非常適合這種類型的電路，因為它在+1的噪聲增益下非常穩定。

設計工具

演示固定裝置

兩塊印刷電路板（PCB）可用于協助使用OPA2652的兩個封裝選項對電路性能進行初步評估。這兩種產品都是免費提供的未填充多氯聯苯，并附有用戶指南。這些固定裝置的匯總信息如表1所示。

可在德克薩斯儀器公司網站上索取演示裝置通過OPA2652產品文件夾。

宏模型和應用程序支持

在分析模擬電路和系統的性能時，使用SPICE對電路性能進行計算機模擬是非常有用的。這種方法特別適用于視頻和射頻放大器電路，其中寄生電容和電感會對電路性能產生重大影響。查看德州儀器的網站(www.ti.com網站)對于可用的香料產品（注意，并非所有部件都有型號）。這些模型都能很好地預測各種運行工況下的暫態性能。它們在預測諧波失真或dG/dφ特性。這些模型不試圖區分小信號交流性能的封裝類型。

操作建議

優化電阻值

由于OPA2652是一個單位增益穩定的電壓反饋運算放大器，反饋和增益設置電阻器可以使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動態范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設置的。對于不可逆單位增益跟隨器應用，反饋連接應使用25Ω電阻器，而不是直接短路。這種配置將逆變輸入電容與輸出引腳隔離，并改善頻率響應平坦度。通常，反饋電阻值應在200Ω和1.5kΩ之間。低于200Ω時，反饋網絡會產生額外的輸出負載，這會降低OPA2652的諧波失真性能。超過1.5kΩ時，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會導致放大器響應的非故意帶寬限制。

一個好的經驗法則是將RF和RG的并行組合（見圖28）設定為小于大約300Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網絡中增加一個極點，從而使正向響應為零。假設反向節點上寄生2pF，保持RF | | RG<300Ω可使該極保持在250MHz以上。就其本身而言，這個約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個kΩ。只要射頻形成的極和并聯的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內，這種增加是可以接受的。

帶寬與增益：無反轉操作

隨著信號增益的增加，電壓反饋運放的閉環帶寬逐漸減小。理論上，這種關系用規范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，用GBP除以無反轉信號增益（也稱為噪聲增益，或NG）可以預測閉環帶寬。實際上，這種預測只有在相位裕度接近90°時才成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子）下，大多數放大器表現出較寬的帶寬和較低的相位裕度。對OPA2652進行了補償，使其在非互易增益為1時產生平坦響應（見圖28）。這種結構的典型增益為700MHz的+1帶寬，遠遠超過200MHz GBP除以NG=1的預測值。增加增益使相位裕度接近90°，帶寬更接近預測值（GBP/NG）。當增益為+5時，電特性中顯示的45MHz帶寬與用這個簡單公式預測的帶寬相近。

反轉放大器操作

由于OPA2652是一種通用的寬帶電壓反饋運算放大器，所有熟悉的運算放大器應用電路都可供設計者使用。反轉操作是一個更常見的要求，并提供了幾個性能優勢。圖29顯示了一個典型的反轉配置。

在反向配置中，必須注意三個關鍵的設計考慮因素。首先，增益電阻（RG）成為信號通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當信號通過電纜、雙絞線、長PCB跡線或其他傳輸線導體耦合時，這是有益的），則可以將RG設置為所需的終端值，并調整RF以獲得所需的增益。這種方法是最簡單的，并且可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個重要的負載。對于-1的逆變增益，將RG設置為50Ω以進行輸入匹配，無需RM，但需要一個50W反饋電阻器。這種結構有一個有趣的優點，即對于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上面考慮的非轉換電路相同。然而，放大器輸出現在看到50Ω反饋電阻與外部負載并聯。通常，反饋電阻應限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內。在這種情況下，最好同時增加RF和RG值，如中所示圖29，然后用第三個電阻（RM）實現輸入匹配阻抗接地。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯組合。

上一段提到的第二個主要考慮因素是信號源阻抗成為噪聲增益方程的一部分并影響帶寬。對于圖29中的示例，RM值與外部50Ω電源阻抗并聯組合，產生50Ω| | 57.6Ω=26.8Ω的有效驅動阻抗。該阻抗與RG串聯，用于計算噪聲增益（NG）。對于圖29，得到的NG為1.94（理想的源可能導致NG=2.00）。

逆變放大器設計中的第三個重要考慮因素是在無反轉輸入端（RB）上設置偏置電流消除電阻。如果將該電阻設置為從逆變節點向外看的總直流電阻，則由于輸入偏置電流而導致的輸出直流誤差減小為（輸入偏移電流）•RF。如果圖29中的50Ω源阻抗是直流耦合的，則反向輸入上的對地總電阻將為429Ω。將其與反饋電阻并聯，得到208Ω，接近圖29中使用的RB=205Ω。為了減少由這個電阻器引入的額外的高頻噪聲，它有時被一個電容器旁路。只要RB<300Ω，就不需要電容器，因為它的總噪聲貢獻遠遠小于運算放大器輸入噪聲電壓的貢獻。

spec表中的OPA2652規范雖然在業界很熟悉，但它分別考慮了電壓和電流限制。在許多應用中，與電路運行更相關的是電壓•電流或VI產品。請參閱典型特性中的輸出電壓和電流限制圖。此圖的X軸和Y軸分別顯示零電壓輸出電流限制和零電流輸出電壓限制。這四個象限給出了設備輸出驅動能力的更詳細的視圖，注意到該圖以1W最大內部功耗（每個通道500mW）的安全操作區域為界。輸出功率不超過2.5VΩ時，輸出功率不超過2.5V。

為保持最大輸出級線性度，不提供輸出短路保護。這種配置通常不會成為問題，因為大多數應用在輸出端包括一個串聯匹配電阻器，如果該電阻器的輸出側對地短路，則限制內部功耗。然而，在大多數情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳上會損壞放大器。在電源線中安裝一個小串聯電阻器（5Ω）可以防止這種情況。始終將0.1μF去耦電容器直接放在電源引腳上。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一是電容性裝載。經常電容性負載是模擬-數字（A/D）轉換器的輸入端，該轉換器包括額外的外部電容，可用于改善A/D線性度。當放置電容性負載時，OPA2652這樣的高速放大器很容易受到穩定性下降和閉環響應峰值的影響直接在輸出引腳上。當考慮放大器的開環輸出電阻時，這種電容性負載會在信號通路中增加一個極點，從而降低相位裕度。有人提出了解決這個問題的幾種外部解決辦法。當主要考慮的是頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋環隔離開。這個電阻并沒有消除回路響應中的極點，而是將其移位，并在更高的頻率上加一個零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩定性。

典型特性顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA2652的性能。長的PCB軌跡、不匹配的電纜以及到多個設備的連接很容易超過這個值。務必仔細考慮這種影響，并將推薦的串聯電阻器盡可能靠近OPA2652輸出引腳（參見電路板布局指導方針)。

失真性能

OPA2652在±5V電源的100Ω負載下提供了良好的失真性能。增加負載阻抗直接改善失真。請記住，總負載包括反饋網絡；在非反轉配置（圖28）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只有RF。此外，在電源引腳之間提供額外的電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）可稍微改善二階失真（3dB至6dB）。

增加輸出電壓擺幅也會增加諧波失真。

噪聲性能

OPA2652輸入參考電壓噪聲（8nV/√Hz）和兩個輸入參考電流噪聲項（1.4pA/√Hz）結合在一起，可在各種操作條件下提供低輸出噪聲條件。圖35顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程1顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖35所示。

將該表達式除以噪聲增益（NG=1+R偏移微調法，一個關鍵考慮因素是RF/RG）得出非轉換輸入處的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式2所示。

對圖28所示OPA2652電路和元件值的這兩個方程進行評估，得出總輸出點噪聲電壓為17nV/√Hz，總等效輸入斑點噪聲電壓為8.4nV/√Hz。該噪聲包括偏置電流消除電阻器（205Ω）在非換向輸入上增加的噪聲。總輸入參考點噪聲電壓僅略高于運算放大器電壓噪聲的8nV/√Hz規格一個人。這個只要在每個運算放大器輸入端出現的阻抗限制在先前建議的最大值300Ω時，就會出現這種情況。保持（RF | | RG）和非互易輸入源阻抗均小于300Ω，滿足噪聲和頻率響應平坦性的考慮。由于電阻引起的噪聲相對可忽略不計，因此圖29的逆變運算放大器配置不需要通過偏置電流消除電阻器（RB）進行額外的電容去耦。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運算放大器的平衡輸入級允許在各種應用中獲得良好的直流輸出精度。盡管高速輸入級確實需要相對較高的輸入偏置電流（通常每個輸入端子4μA），但是它們之間的緊密匹配可用于顯著減少由該電流引起的輸出DC誤差。這種降低是通過匹配出現在兩個輸入端的直流源電阻來實現的。這種匹配減少了由于輸入偏置電流乘以反饋電阻而產生的輸出直流誤差。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規格評估圖28的配置，得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于：

NG =無反轉信號增益

通常需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術。這些技術大多是通過反饋電阻增加直流電流。在選擇偏移微調方法時，一個關鍵考慮因素是對期望信號路徑頻率響應的影響。如果信號路徑是非可逆的，則最好將偏移控制作為逆變和信號應用，以避免與信號源的交互。如果信號路徑要反轉，可以考慮對非反轉輸入應用偏移控制。然而，求和結上的直流偏移電壓會使直流電流返回到電源中，這一點必須加以考慮。對反向運算放大器輸入應用偏移調整可以改變噪聲增益和頻率響應平坦度。對于直流耦合逆變放大器，圖36顯示了對信號頻率響應影響最小的偏移調整技術的一個示例。在這種情況下，直流偏移電流通過比信號通路電阻大得多的電阻值進入逆變輸入節點。這種結構確保調節電路對環路增益的影響最小，因此對頻率響應也有最小的影響。

熱分析

在極端操作條件下，可能需要散熱或強制氣流。最大期望結溫將設置如下所述的最大允許內部功耗。在任何情況下，最高結溫不得超過175℃。

工作結溫度（TJ）由TA+PD•θJA給出。總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL取決于所需的輸出信號和負載；對于接地電阻負載，當輸出固定在等于任一電源電壓的1/2的電壓（對于相等的雙極電源）時，PDL處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率，而不是負載。

例如，使用圖28電路中的OPA2652E（SOT23-8封裝）計算最大TJ，該電路在最大規定環境溫度+85°C下運行，兩個輸出驅動2.5VDC至接地100Ω負載。

這種絕對最壞情況符合規定的最高結溫。實際PDL幾乎總是小于此處考慮的值。仔細考慮應用程序中的最大TJ。

電路板布局指南

要獲得最佳性能與高頻放大器，如OPA2652需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a）、將所有信號I/O引腳對任何交流接地的寄生電容降至最低。輸出端和逆變輸入引腳上的寄生電容會導致不穩定性：在非轉動輸入上，它會與源阻抗發生反應，從而導致無意的帶限。為了減少不需要的電容，應在所有接地和電源平面上打開信號I/O引腳周圍的窗口。否則，地面和動力飛機應在船上的其他地方不間斷。

b）、將電源引腳到高頻0.1μF解耦電容器之間的距離最小化（<0.25”）。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號I/O引腳。避免窄功率和接地痕跡，以最小化引腳和解耦電容器之間的電感。電源連接應始終與這些電容器解耦。兩個電源（雙極運行）之間的可選電源解耦電容器（0.1μF）將改善二次諧波失真性能。更大（2.2μF至6.8μF）的去耦電容器，在低頻有效，也應用于主電源引腳上。這些電容器可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PCB的同一區域的多個設備之間共享。

c）、仔細選擇和放置外部部件將保持OPA2652的高頻性能。電阻器應為極低電抗類型。表面安裝電阻器工作最好，并允許更緊密的整體布局。金屬薄膜或碳組分軸向烯丙基電阻器也能提供良好的高頻再次，盡可能短地保持電阻引線和PCB跟蹤。在高頻應用中，切勿使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻器（如果有的話）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡組件，例如無轉動輸入端接電阻器，也應放置在靠近封裝的位置。如果允許雙面組件安裝，則將反饋電阻器直接置于板另一側的封裝下方，位于輸出端和反轉輸入引腳之間。即使在低寄生電容分流外部電阻器時，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。良好的軸向金屬薄膜或表面安裝電阻器與電阻器并聯時的并聯電阻約為0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容可在500 MHz以下添加一個極和/或零，從而影響電路操作。保持電阻值盡可能低，以符合負載驅動考慮。典型性能規范中使用的402Ω反饋是設計的一個良好起點。注意，建議使用25Ω反饋電阻器，而不是直接短路，用于統一增益跟隨器應用。這有效地將反向輸入電容與輸出引腳隔離，否則會導致+1頻率響應增益的額外峰值。

d）、與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載，并根據推薦的RS與電容性負載的曲線設置RS（圖17）。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA2652名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。當信號增益增加（增加空載相位裕度）時，如果需要較長的跡線，并且雙端傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則允許無RS的更高寄生電容負載，使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱微帶線和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載圖所示。在定義了特性電路板跟蹤阻抗（基于電路板材料和跡線尺寸）的情況下，使用從OPA2652輸出到跟蹤的匹配串聯電阻器，以及在目標設備輸入端使用端接分流電阻器。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合；應設置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。OPA2652的高輸出電壓和電流能力允許多個目的地設備作為單獨的傳輸線來處理，每一個都有各自的串聯和并聯終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如建議的RS與電容性負載的關系圖所示（圖17）。這種配置不會像雙端接線路那樣保持信號完整性。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e）、不建議將OPA2652這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生一個非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA2652直接焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA2652是使用非常高速的互補雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。如圖37所示，所有設備引腳都由內部ESD保護二極管保護電源。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在有±15V電源部件驅動至OPA2652的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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