2相運行

同步整流控制

超快速負載響應

集成大電流門

驅動器：高達2A柵極電流

TTL兼容5位可編程

輸出電壓從0.800V到1.550V

25mV步進

動態視頻管理

0.6%輸出電壓精度

10%有功均流精度

數字2048步進軟啟動

過壓保護

實現過電流保護

使用下MOSFET的RdsON或A

感測電阻器

外部可調振蕩器

內部固定在200kHz

功率良好輸出和抑制

功能

遙控緩沖器

包裝：SO-28

應用

服務器和工作站

大電流電源

微處理器

分布式電源

說明

該裝置是一種電源控制器設計用于提供高性能DC/DC大電流微處理器的轉換。這個該裝置實現了一個雙相降壓控制器，各相之間有180°的相移階段。一種精確的5位數模轉換器（DAC）允許調整輸出電壓0.800V至1.550V，25mV二進制步驟，實時管理視頻代碼更改。高精度內部基準確保所選輸出電壓應在±0.6%范圍內。這個高峰值電流門驅動器提供快速切換到提供低功耗的外部功率mos開關損耗。該裝置保證了對負載的快速保護過電流和負載過壓/欠壓。提供一個內部撬棍，在較低的一側轉動mosfet，如果檢測到過電壓。萬一過流，系統以恒流模式工作。

電氣特性

VCC=12V±15%，TJ=0至70°C，除非另有規定

電氣特性（續）

VCC=12V±15%，TJ=0至70°C，除非另有規定

設備說明

該器件是采用BCD技術實現的集成電路。它提供完整的控制邏輯和保護一種適用于微處理器電源的高性能雙相降壓DC-DC變換器。設計了一種雙相同步整流buck拓撲驅動N溝道mosfet。180度相移是在兩個相位之間提供，允許減小輸入電容器電流紋波，同時減小尺寸和損失。轉換器的輸出電壓可以精確調節，通過編程VID引腳，從0.825V到1.575V，25 mV二進制階躍，溫度和線電壓變化的最大公差為±0.6%。這個裝置自動調節25毫伏以上的錘式數模轉換器，避免使用任何外部設置電阻。設備管理動態的視頻代碼變化，步進到新的配置后的視頻表沒有需要外部組件。該裝置提供了平均電流模式控制和快速瞬態響應。它包括一個150kHz自激振蕩器。誤差放大器具有15V/μs的轉換率，允許高轉換器快速瞬態性能的帶寬。當前信息是通過較低的mosfets RdsON或跨感應電阻器處于全差分模式。電流信息校正PWM輸出，以均衡各相的平均電流。然后，兩相之間的電流共享被限制在±10%的靜態和動態條件。該裝置可防止過電流，每相都有一個OC閾值，進入恒流模式。由于電流是通過低側MOSFET讀取的，所以恒定電流使電感器底部電流呈三角形波形。當檢測到欠電壓時，設備鎖定并故障引腳驅動高。該設備還執行過電壓保護，該保護可立即禁用設備打開較低驅動器并驅動高故障引腳。

振蕩器

開關頻率內部固定在150kHz。每個相位在振蕩器固定的頻率下工作在負載側產生的開關頻率會增加一倍。內部振蕩器產生三角形波形，用于以恒定電流對內部電容器進行充電和放電。傳送到振蕩器的電流通常為25A（Fsw=150kHz），并且可以改變使用連接在OSC引腳和GND或Vcc之間的外部電阻器（ROSC）。因為OSC引腳保持在固定電壓（典型。1.237V）時，頻率與從引腳（內部增益為6KHz/μA）凹陷（強制）的電流成比例變化。尤其是將其連接到GND時，頻率會增加（電流從引腳處下沉），同時連接ROSC對于Vcc=12V，根據以下關系，頻率降低（電流被強制進入引腳）：

請注意，將25μa的電流壓入該管腳中，設備將停止切換，因為沒有電流輸送到振蕩器。

數模轉換器

內置的數模轉換器允許將輸出電壓從0.800V調整到1.550V25mV，如前表1所示。內部基準被調整以確保輸出電壓精度±0.6%，零溫度系數約為70°C。調節的內部參考電壓由電壓識別（VID）引腳編程。這些是內部DAC的TTL兼容輸入通過一系列提供內部電壓基準分區的電阻實現。VID代碼驅動一個多路復用器，它在分壓器的精確點上選擇一個電壓。DAC輸出被傳送到獲得VPROG參考電壓的放大器（即誤差放大器的設定值）。內部上拉是提供（用5μa電流發生器實現，最高3.0V典型值）；這樣，編程邏輯“1”就足夠了為了使引腳保持浮動狀態，而編程邏輯“0”則足以使引腳短接至GND。編程“11111”代碼，設備進入NOCPU模式：所有MOSFET關閉，保護失效。條件已鎖定。電壓識別（VID）引腳配置還設置功率良好閾值（PGOOD）和/欠壓保護（OVP/UVP）閾值。

動態視頻轉換

該設備能夠管理動態視頻代碼更改，允許在正常設備操作期間修改輸出電壓。該設備檢查每個時鐘周期（與PWM斜坡同步）的VID代碼修改。一旦新代碼在一個以上的時鐘周期內保持穩定，則引用將逐步遞增或遞減每時鐘周期增加25mV，直到達到新的VID代碼。在轉換過程中，VID代碼會發生變化忽略；設備在轉換完成后重新開始監視VID。好的，信號在轉換過程中被屏蔽，當OVP/UVP仍處于活動狀態時，信號在轉換完成后被重新激活。

集成的大電流驅動器允許使用不同類型的功率MOS（也可以使用多個MOS來減少保持快速切換轉換。高壓側mosfet的驅動器使用BOOTx引腳供電，PHASEx引腳用于返回。的驅動程序低壓側MOSFET使用VCCDRV引腳供電，PGND引腳用于回路。在VC  CDRV引腳處需要至少4.6V的電壓才能開始設備的操作。該控制器包含一個復雜的防擊穿系統，以盡量減少低側體二極管的傳導時間保持良好的效率節省肖特基二極管的使用。死區時間減少到幾納秒，確保高側和低側MOSFET不會同時開啟：當高側mosfet關閉時，其源上的電壓開始下降；當電壓達到2V時，低側mosfet柵極驅動器施加30ns延遲。當低側mosfet關閉時，檢測LGATEx引腳上的電壓。它下降到1V以下，高側mosfet柵極驅動采用延遲30ns。如果電感為負，高邊mosfet的源永遠不會下降。

即使在這種情況下，為了允許低側mosfet的開啟，一個看門狗控制器被啟用：如果源高邊mosfet的下降時間不超過240ns，低側mosfet被打開，從而允許電感器的負電流再循環。這種機制允許系統調節，即使電流沒有。BOOTx和VCCDR引腳與IC的電源（VCC引腳）以及信號接地（SGND）分開引腳）和電源接地（PGND引腳），以最大限度地提高開關抗擾度。分開供應對于不同的驅動器，在mosfet的選擇上給予了很高的靈活性，允許使用邏輯電平的mosfet。可以選擇幾種供應組合來優化應用程序的性能和效率。功率轉換靈活；5V或12V母線可自由選擇。圖3顯示了兩個相位的上驅動器和下驅動器的峰值電流。已使用10nF容量負載。對于上層驅動器，源電流為1.9A，而吸收電流為1.5AVBOOT-V相=12V；同樣，對于較低的驅動器，源電流為2.4A，而陷波電流為2AVCCDR=12伏。

電流讀數和過電流

通過低壓側MOSFET RdsON或通過一個感應電阻（RSENSE）并在內部轉換成電流。給出了傳輸電導比通過外部電阻Rg放置在芯片外部，朝向讀取點的ISENx和PGNDSx引腳之間。全差分電流讀數可抑制噪聲，并允許將傳感元件放置在不同位置，而不影響測量精度。電流讀取電路在低側mosfet是開（關時間）。在這段時間內，反應保持針ISENx和PGNDSx在相同的電壓下，當讀取電路關閉時，內部鉗位保持這兩個相同電壓下的引腳從ISENx引腳上沉下必要的電流（如果低側mosfet RdsON需要執行sense是為了避免在ISENx引腳上克服絕對最大額定值）。專利的電流讀取電路允許非常精確和高帶寬的讀數，無論是正極還是負電流。該電路以高速再現流過傳感元件的電流跟蹤保持傳輸電導放大器。特別是，它在關閉的后半段讀取電流由于mosfet的開啟，減少了噪聲注入到器件中的時間（見圖4）。跟蹤時間必須至少為200納秒，以正確讀取輸送電流該電路從PGNDSx引腳提供恒定的50μa電流，并使引腳ISENx和PGNDSx保持在相同的電壓。參考圖4，ISENx引腳中的電流由下式給出公式：

其中RSENSE是一個外部感測電阻或rds，on的低端mosfet和Rg是跨導ISENx和PGNDSx引腳之間朝向讀數點的電阻器；Iphose是每個引腳攜帶的電流相位，特別是在振蕩器周期中間測得的電流內部再現的當前信息用前面等式的第二項表示為跟隨：

因為電流是在差分模式下讀取的，所以負電流信息也會被保留；這允許設備檢查兩相之間是否存在危險回流，以確保相電流。從各相的電流信息中，得到關于總電流的信息（IFB=IINFO1+IINFO2），取每相的平均電流（IAVG=（IINFO1+IINFO2）/2）。然后，IINFOX與IAVG進行比較，對PWM輸出進行校正，以均衡兩相攜帶的電流。跨導電阻器Rg可設計為每相25μA的電流信息滿額定負載；過電流干預閾值設置為標稱值的140%（IINFOx=35μA）。根據對于上述關系，每個相的過電流閾值（IOCPx）必須設為一半在總輸送最大電流中，結果：

因為該器件可以感應到低側mosfet的輸出電流（或串聯的感應電阻）設備限制了電感器電流三角形波形的底部：檢測到過電流當流入檢測元件的電流大于IOCPx（IINFOx>35μA）時。現在引入最大導通時間與電流的關系（其中T是開關周期T=1/fSW）：

這種線性關系在零負荷時為0.80·T，在最大電流為0.40·T時具有典型的值在設備的兩種不同行為中：

1.t限制輸出電壓。

當每相電流達到IOCPx（IINFOx）之前達到最大接通時間時，就會發生這種情況<35μA）。圖5a顯示了考慮到功率限制，器件能夠調節的最大輸出電壓由以前的關系強加的。如果期望的輸出特性超過了噸限制的最大輸出過電壓后產生的輸出電壓會下降。在這種情況下，設備不執行恒流限制，而只限制前一關系后的最大接通時間。在檢測到UVP或IFB=70μA之前，輸出電壓遵循產生的特性（如圖5b所示）。

2.恒流運行

當每相電流達到IOCPx（IINFOx>35μA）后達到接通時間限制時，就會發生這種情況。器件進入準恒流運行：低側mosfet在電流讀數前保持開啟低于IOCPx（IINFOx<35μA）跳過時鐘周期。高側mosfet可以用在下一個可用的時鐘周期中，由控制回路施加的一個噸，設備以通常的方式工作，直到檢測到另一個OCP事件。這意味著在過流情況下，由于電流波動增大，平均電流也會略有增加。事實上，接通時間增加是由于關斷時間的增加，因為電流必須達到IOCPx底部。最壞的情況是當接通時間達到最大值時。當這種情況發生時，器件工作在恒流中，輸出電壓隨著負載的增加而降低。超過UVP閾值會導致設備鎖定（故障引腳被高電平驅動）。圖6顯示了這種工作條件可以觀察到峰值電流（Ipeak）大于IOCPx，但可以確定如下：

其中VoutMIN是最小輸出電壓（VID-30%，如下所示）。該器件工作在恒流狀態下，輸出電壓隨著負載的增加而降低，直至輸出電壓達到欠電壓閾值（VoutMIN）。當超過這個閾值時，所有的mosfet都會被翻轉關閉時，故障引腳被高電平驅動，設備停止工作。循環電源以重新啟動操作。這個恒流行為期間的最大平均電流結果：

在這種特殊情況下，開關頻率的結果降低。準時是允許的最長時間（TonMAX）關閉時間取決于應用程序：

當IINFOx達到35μA（如果B=70μA）時，仍然設置過電流。滿載值只是慣例使用IFB的方便值。由于OCP干預閾值是固定的，為了修改相對于負載值的百分比，可以簡單地認為，例如，具有on OCP閾值170%時，相當于IINFOx=35μA（如果B=70μA）。滿載電流將與IINFOx=20.6μA（如果B=41.1μA）。

集成下垂函數

該器件采用下垂函數來滿足高性能微處理器的要求，降低了功耗輸出電容器的尺寸和成本。這種方法“恢復”了負載瞬態中由于輸出電容ESR引起的部分壓降，從而引入了輸出電壓與負載電流的依賴關系如圖7所示，ESR降在任何情況下都存在，但使用降速函數，則輸出電壓最小。實際上，降速功能引入了與輸出電流成比例的靜態誤差（圖8中的VDROOP）。由于設備具有平均電流模式調節，因此提供的總電流用于實現降速功能。該電流（等于兩個IINFOx之和）來自FB引腳。在這個引腳之間連接一個電阻和VOUT，總電流信息只在這個電阻中流動，因為補償網絡之間FB和COMP總是串聯一個電容器（見圖8）。調節電壓等于：

由于IFB依賴于兩相的電流信息，因此輸出特性與負載電流的關系為出：

在額定滿載（IFB=IINFO1+IINFO2）下，反饋電流等于50μA，OC干預時，反饋電流等于70μA閾值，因此最大輸出電壓偏差等于：∆V全正負荷=-RFB·50μA∆VOC_干預=-RFB·70μA

降速功能只對正負載提供；如果施加負負載，然后IINFOx<0，則沒有電流從FB銷上沉下來。該裝置在VID編程的電壓下進行調節。

遠程電壓檢測

該裝置集成了一個遠程傳感緩沖器，使得輸出電壓遠程傳感的實現不需要任何其他外部組件。通過這種方式，編程的輸出電壓在遠程緩沖輸入之間調節，如果設備用于VRM，則補償主板跟蹤損耗或連接器損耗模塊。極低偏移放大器通過引腳FBR和FBG（FBR）遠程感測輸出電壓用于調節電壓檢測，而FBG用于接地檢測），并在VSEN內部報告該電壓統一增益引腳消除錯誤。保持FBR和FBG軌跡平行并由電源保護平面會導致任何拾取噪聲的共模耦合。如果不需要遠程感應，將RFB直接連接到調節電壓就足夠了：VSEN變成未連接，仍通過遠程緩沖器感應輸出電壓。在這種情況下，FBG和FBR引腳必須連接到規定電壓（見圖10）。遠程緩沖器包括在微調鏈中，以便在輸出電壓上達到±0.5%的精度當使用RB時：將其從控制回路中消除會導致RB增加調節誤差抵消了設備性能的惡化。

輸出電壓監視器和保護

該裝置通過pin-VSEN對調節電壓進行監測，以建立良好的信號并進行管理OVP/UVP條件。如果VSEN感應到的電壓不在編程值的±12%（典型值）范圍內，則功率良好輸出強制為低價值觀。它是一個漏極開路輸出，只有在軟啟動完成（啟動后2048個時鐘周期）后才啟用。在軟啟動期間，該引腳被強制低。提供欠壓保護。如果VSEN監控的輸出電壓在一個時鐘周期內低于參考電壓的60%，則該設備將關閉所有MOSFET，并驅動OSC/故障高（5V）。條件已鎖定，要恢復，需要循環電源。還提供過電壓保護：當VSEN監測的電壓達到OVP閾值時VOVP控制器永久性地打開低側MOSFET，同時關閉高側為了保護負載。OSC/故障引腳驅動為高電平（5V），電源（Vcc）關閉和on是重新啟動操作所必需的。過電壓百分比由固定的OVP閾值VOVP和參考電壓之間的比率來設置VID編制：

過電壓和欠電壓也在軟啟動期間激活（低于輸出電壓0.6V后）。在這種情況下，用于確定紫外閾值的參考值是增加的電壓由2048軟啟動數字計數器驅動，而用于OV閾值的參考是最終參考由VID引腳編程。

軟啟動和抑制

在啟動時，產生一個斜坡，將回路參考從0V增加到VID in編程的最終值2048個時鐘周期，如圖10所示。一旦軟啟動開始，參考值增加：上下MOS開始開關，輸出電壓開始隨著閉環調節而增加。在數字軟啟動結束后，功率良好的比較器使能，然后PGOOD信號被高電平驅動（見圖10）。欠壓比較器啟用當參考電壓達到0.6V時，如果VCC和VCCDR引腳都不會超過他們自己的啟動閾值。在正常運行期間，如果在兩個電源中的一個上檢測到任何欠電壓，則設備關閉。強制OSC/INH引腳的電壓低于0.6V（典型值）會禁用設備：所有功率MOSFET和保護關閉，直到條件消除。

輸入電容器

輸入電容器的設計主要考慮輸入均方根電流，而輸入均方根電流取決于占空比如圖11所示。考慮到雙相拓撲結構，輸入均方根電流較低單相運行。

可以觀察到輸入均方根值最差為單相等效輸入電流的一半當D=0.25和D=0.75時發生的情況。輸入電容消耗的功率等于：

輸入電容器的設計是為了維持相對于最大負載占空比的紋波。到達CPU電源應用程序所需的高RMS值，也可將組件成本、輸入電容是由一個以上的物理電容實現的。等效均方根電流是單個電容器的均方根電流。輸入大容量電容器必須在高側漏極mosfet之間平均分配，并盡可能靠近在負載瞬變過程中，首先要降低開關噪聲。陶瓷電容器也可以帶來高效益頻率噪聲去耦，寄生元件沿功率路徑產生的噪聲。

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