特征
•極低的噪聲密度,5 nV/√Hz,最大1 kHz
•優良的輸入偏置電壓,最大75μV
•低偏移電壓漂移最大為1μV/°C
•最小1500 V/mV的極高增益
•最低106分貝的突出CMR
•典型的2.4 V/μs的轉換率
•典型的5 MHz增益帶寬積
•行業標準8-引線雙插腳
一般說明
OP270是一種高性能、單片、雙運算放大器,具有極低的電壓噪聲密度(1 kHz時最大為5 nV/√Hz)。它的性能與模擬設備公司的工業標準OP27相當。
OP270的輸入偏置電壓小于75μV,偏置漂移小于1μV/°C,保證在整個軍用溫度范圍內。OP270的開環增益在10kΩ負載下超過1500000,即使在高增益應用中,也能保證良好的增益精度和線性度。輸入偏置電流小于20毫安,這減少了由于信號源電阻引起的誤差。由于共模抑制(CMR)大于106分貝,電源抑制比(PSRR)小于3.2μV/V,OP270可顯著減少由地面噪聲和電源波動引起的誤差。雙OP270的功耗比兩個OP27設備少三分之一,這對于注重功耗的應用來說是一個顯著的優勢。OP270具有單位增益穩定特性,增益帶寬積為5mhz,轉換速率為2.4v/μs。
OP270提供了出色的放大器匹配,這對于多增益塊、低噪聲儀表放大器、雙緩沖器和低噪聲有源濾波器等應用非常重要。
OP270符合行業標準8-引線DIP引腳。它與MC1458、SE5532/A、RM4558和HA5102雙運算放大器引腳兼容,可用于升級使用這些設備的系統。
對于更高速度的應用,建議使用ADA4004-2或AD8676。對于四路運算放大器,請參閱OP470產品介紹。
功能框圖

典型性能特征










測試電路


應用程序信息
電壓和電流噪聲
OP270是一種非常低噪聲的雙運算放大器,在1 kHz時,其典型電壓噪聲密度僅為3.2 nV/√Hz。由于電壓噪聲與集電極電流的平方根成反比,OP270的極低噪聲特性部分是通過在高集電極電流下操作輸入晶體管實現的。然而,電流噪聲與集電極電流的平方根成正比。結果,在犧牲電流噪聲性能的前提下,OP270具有優異的電壓噪聲密度性能,這對于低噪聲放大器來說是正常的。
為了在電路中獲得最佳的噪聲性能,必須了解電壓噪聲(en)、電流噪聲(in)和電阻噪聲(et)之間的關系。
總噪聲和源電阻
運算放大器的總噪聲可以通過:

式中:
En為總輸入參考噪聲。
en是運算放大器的電壓噪聲。
in是運算放大器的電流噪聲。
et是源電阻熱噪聲。
RS是源電阻。
總噪聲指的是輸入端,而輸出端則由電路增益放大。
圖32顯示了1kHz時總噪聲與源電阻之間的關系。當RS小于1kΩ時,總噪聲由OP270的電壓噪聲控制。當RS上升到1kΩ以上時,總噪聲增加,主要由電阻噪聲控制,而不是由OP270的電壓或電流噪聲控制。當RS超過20kΩ時,OP270的電流噪聲成為總噪聲的主要貢獻者。

圖33還顯示了總噪聲和源電阻之間的關系,但在10赫茲時。由于電流噪聲與頻率的平方根成反比,所以總噪聲比圖32中顯示的更快。在圖33中,當RS大于5 kΩ時,OP270的電流噪聲占總噪聲的主導地位。
圖32和圖33表明,為了減少總噪聲,源電阻必須保持在最小值。在具有高源電阻的應用中,與OP270相比,具有更低電流噪聲的OP200可以提供更低的總噪聲。

圖34顯示了0.1Hz至10Hz范圍內的峰峰值噪聲與源電阻的關系。在較低的RS值下,OP270的電壓噪聲是峰間噪聲的主要貢獻者,隨著rsi的增加,電流噪聲成為主要的貢獻者。OP270和OP200之間的峰峰值噪聲交叉點位于17 kΩ的源電阻處。

表5列出了一些信號源的典型源電阻,供參考。


噪聲測量
峰間電壓噪聲
圖35的電路是測量峰值峰值電壓噪聲的測試裝置。要在0.1 Hz至10 Hz范圍內測量OP270的200 nV峰間噪聲規格,必須遵守以下預防措施:
•設備必須至少預熱5分鐘。如預熱漂移曲線(見圖8)所示,通電后由于芯片溫度升高,偏置電壓通常會變化2μV。在10秒的測量間隔內,這些溫度引起的效應可以超過幾十毫伏。
•出于類似的原因,設備必須很好地屏蔽氣流。屏蔽還可以最大限度地減少熱電偶的影響。
•裝置附近的突然運動也可能通過,從而增加觀察到的噪聲。
•測量0.1 Hz至10 Hz噪聲的試驗時間不應超過10秒。如圖36噪聲測試儀頻率響應曲線所示,0.1 Hz轉角僅由一個極點定義。10秒的測試時間作為額外的極點,以消除0.1赫茲以下頻帶的噪聲貢獻。
•測量多個裝置的噪聲時,建議進行噪聲電壓密度試驗。10赫茲噪聲電壓密度測量與0.1赫茲至10赫茲峰間噪聲讀數有很好的相關性,因為這兩個結果都是由白噪聲和1/f轉角頻率的位置決定的。
•應通過良好旁路的低噪聲電源(如電池)向測試電路供電。這種電源將最小化通過放大器電源引腳引入的輸出噪聲。

噪聲測量噪聲電壓密度
圖37的電路顯示了一種快速可靠的測量雙運算放大器噪聲電壓密度的方法。第一個放大器是單位增益,最后一個放大器的非互易增益為101。因為放大器的噪聲電壓是不相關的,它們加入有效值來產生:

OP270是一個具有兩個相同放大器的單片器件。
因此,放大器的噪聲電壓密度匹配,給出


噪聲測量電流噪聲密度
圖38所示的測試電路可用于測量電流噪聲密度。電壓輸出與電流噪聲密度的關系式為:

式中:
G是10000的增益。
RS=100 kΩ源電阻。

容性負載驅動和電源的考慮
OP270是單位增益穩定,能夠驅動大電容負載而不振蕩。盡管如此,還是強烈建議繞過良好的供應。適當的電源旁路可以減少由電源線噪聲引起的問題,并提高OP270的電容負載驅動能力。
在標準反饋放大器中,運算放大器的輸出電阻與負載電容相結合,形成一個低通濾波器,在反饋網絡中增加相移并降低穩定性。圖39顯示了消除這種影響的簡單電路。元件C1和R3將放大器與負載電容解耦,并提供額外的穩定性。圖39所示的C1和R3值適用于與OP270一起使用時高達1000 pF的負載電容。

單位增益緩沖器應用
當Rf≤100Ω且輸入由快速、大信號脈沖(>1V)驅動時,輸出波形如圖40所示。
在輸出的類似快速饋通的部分,輸入保護二極管有效地將輸出短接到輸入端,信號發生器將產生僅受輸出短路保護限制的電流。當Rf≥500Ω時,輸出能夠處理電流要求(10 V時IL≤20 mA);放大器保持在激活模式,并發生平滑過渡。
當Rf>3kΩ時,由Rf和放大器的輸入電容(3pf)形成的極產生額外的相移并減小相位裕度。與射頻并聯的小電容器(20 pF到50 pF)有助于消除這一問題。

低相位誤差放大器
圖41所示的簡單放大器采用單片雙運算放大器和幾個電阻器,與傳統放大器設計相比,大大減少了相位誤差。在給定增益下,特定相位精度的頻率范圍比標準單運放放大器的頻率范圍大十年以上。
低相位誤差放大器通過A1反饋回路中運算放大器A2的響應進行二階頻率補償。兩個運算放大器必須在頻率響應上非常匹配。在低頻時,A1反饋回路強制V2/(K1+1)=VIN。A2反饋回路強制VO/(K1+1)=V2/(K1+1),產生VO/VIN=K1+1的整體傳遞函數。直流增益由輸出端的電阻分壓器確定,不受A2附近電阻分壓器的直接影響。注意,與傳統的單運放放大器一樣,直流增益僅由電阻比設置。低相位誤差放大器的最小增益為10。

圖42比較了低相位誤差放大器與傳統單運算放大器和級聯兩級放大器的相位誤差性能。低相位誤差放大器顯示出更低的相位誤差,特別是對于ω/βωT<0.1的頻率。例如,單運放放大器在0.002Ω/βωT處出現−0.1°的相位誤差,而低相位誤差放大器的相位誤差為0.11Ω/βωT。

五波段,低噪音,立體圖形均衡器
圖43所示的圖形均衡器電路在五個頻帶范圍內提供15 dB的增強或切斷。在20khz帶寬上的信噪比優于100db,并參考3v rms輸入。較大的電感器可以被有源電感器代替,但因此降低了信噪比。

數字搖攝控制
圖44使用DAC8221(雙12位CMOS DAC)在兩個通道之間平移信號。在電流電壓轉換器配置中,一個通道由驅動一半OP270的DAC A的電流輸出形成。另一個通道由DAC A的互補輸出電流形成,該電流通常通過AGND引腳流向地面。這個互補電流被另一半的OP270轉換成電壓,它也將AGND保持在虛擬地上。
通過使用DAC8221內部的反饋電阻器,消除了由于內部DAC梯形電阻器和電流-電壓反饋電阻器之間不匹配而導致的增益誤差。只有DAC A傳遞一個信號;DAC B提供第二個反饋電阻。在VREFB不連接的情況下,使用RFBB的電流-電壓轉換器是精確的,并且不受到達dacb的數字數據的影響。在20hz到20khz音頻范圍內,數字搖攝控制的失真小于0.002%。圖45顯示了1 kHz輸入信號的互補輸出和應用于DAC數據輸入的數字斜坡。
雙可編程增益放大器
雙OP270和DAC8221(一個雙12位CMOS DAC)可以組合成節省空間的雙可編程放大器。DAC中的數字代碼,很容易被微處理器設置,它決定了內部反饋電阻和DAC梯形圖呈現給運算放大器反饋回路的電阻之間的比率。每個放大器的增益為;

其中n是DAC中存在的12位數字代碼的十進制等效值。
如果DAC中的數字代碼由所有0組成,則反饋回路打開,導致運算放大器輸出飽和。與DAC反饋回路并聯的20 MΩ電阻器消除了這一問題,增益精度只有很小的降低。




外形尺寸



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