特征

從5 V到12 V的靈活電源

電源轉換輸入低至1.5V

0.8 V內部參考電壓

0.8%輸出電壓精度

大電流集成驅動器

功率良好輸出

無傳感器和可編程OCP

低端RDS（開）

OV/UV防護

VSEN斷開保護

振蕩器內部固定在300 kHz

LSless管理預偏壓啟動

輸出電壓可調

禁用功能

內部軟啟動

DFN10包

應用

存儲器和終端電源

子系統電源（MCH、IOCH、PCI…）

CPU和DSP電源

分布式電源

通用DC-DC轉換器

說明

L6728是單相降壓控制器集成大電流驅動器，提供完整的控制邏輯和保護實現一種簡單易行的通用DC-DC變換器緊湊的DFN10包。設備靈活性允許管理轉換電源輸入VIN低至1.5 V和設備電源電壓范圍為5V至12V。L6728提供簡單的電壓控制回路模式EA。集成0.8 V參考電壓允許輸出電壓調節精度為±0.8%在線和溫度變化。振蕩器是內部固定為300 kHz。L6728提供可編程雙電平電流保護以及過電流和欠電流電壓保護。當前信息是通過低側MOSFET RDS進行監控（開）節省使用昂貴和占用空間的傳感電阻。PGOOD輸出易于提供實時性輸出電壓狀態信息，通過VSEN專用輸出監視器。

電氣特性

（VCC=5 V到12 V；TJ=0到70°C，除非另有規定）

電氣特性（續）

（VCC=5 V到12 V；TJ=0到70°C，除非另有規定）

1.設計保證，不經測試。

設備說明

L6728是一個單相PWM控制器，內置大電流驅動器，提供完整的控制邏輯和保護，以簡單易行的方式實現一個通用的DC  DC降壓變換器。設計用于在同步buck中驅動N溝道mosfet拓撲結構，由于其高度集成，這10針設備允許降低成本和規模電源解決方案還提供了一個緊湊的DFN10 3x3毫米的實時程序。L6728設計為在5伏或12伏電源下工作。輸出電壓可以精確調節至0.8V，在線路和溫度變化的情況下，精確度為±0.8%。這個開關頻率在內部設置為300 kHz。該裝置提供了一個簡單的控制回路和一個電壓模式誤差放大器。誤差放大器具有15 MHz的增益帶寬乘積和8V/μs的轉換率，允許高快速瞬態響應的調節器帶寬。為了避免負載損壞，L6728提供過流保護和過壓保護，欠壓和反饋斷開保護。過電流跳閘閾值為通過一個從Lgate連接到GND的簡單電阻進行編程。輸出電流為通過低側MOSFET RDS（on）進行監控，節省了昂貴和占用空間的敏感電阻的使用。輸出電壓通過專用VSEN引腳進行監控。L6728在閉環調節中實現了軟啟動，增加了內部基準。低側無功能允許設備執行軟啟動超過預偏置輸出避免通過輸出電感器的高電流回流和負載處的危險負尖峰側面。L6728采用緊湊型DFN10 3x3 mm包裝，帶外露襯墊。

集成的大電流驅動器允許使用不同類型的功率MOSFET（也多個mosfet以減少等效RDS（on）），保持快速開關轉換。高壓側MOSFET的驅動器使用啟動引腳供電，相位引腳用于返回。低側MOSFET的驅動器使用VCC管腳供電，GND管腳用于回路。該控制器包含一個反射穿和自適應死區控制，以最小化側體二極管導通時間低，在保持良好效率的同時節約使用肖特基二極管：

為了檢查高壓側MOSFET關斷，檢測相位引腳。當電壓在MOSFET驅動側的引腳突然下降；

為了檢查低壓側MOSFET關閉，檢測LGATE引腳。當LGATE處的電壓下降了，高壓側MOSFET柵極驅動突然應用。如果電感器中的電流為負，則相引腳上的電壓將永遠不會下降。到允許低側MOSFET開啟，即使在這種情況下，看門狗控制器被啟用：如果高邊MOSFET的源不下降，低邊MOSFET是這樣接通的允許感應器的負電流再循環。此機制允許即使電流是負的，系統也要調節。

電源轉換輸入靈活：5 V、12 V總線或任何允許轉換的總線（請參閱最大占空比限制）可自由選擇。

功耗

L6728為高側和低側MOSFET嵌入了高電流MOSFET驅動器：是的然后重要的是要考慮設備在驅動它們的過程中所消耗的能量以避免克服最高結工作溫度。影響器件功耗的主要因素有兩個：偏置功率和驅動器功率。

設備偏置功率（PDC）取決于通過假設HS能夠提供引腳，并且能夠提供具有相同VCC的設備驅動程序）：

駕駛員電源是指駕駛員持續打開和關閉外部mosfet；它是開關頻率和總柵電荷的函數選定的MOSFET。考慮到總功率PSW可以量化耗散開關MOSFET（易于計算）由三個主要的耗散因素：外部柵電阻（如果存在）、本征MOSFET電阻和固有驅動器電阻。最后一個學期是我們下定決心要做的重要的一個學期計算設備功耗。總功率消耗MOSFETs結果：

外部柵極電阻有助于器件耗散開關功率，因為功率PSW將在內部驅動器阻抗和外部電阻器之間共享導致設備普遍冷卻。

軟啟動

L6728實現了軟啟動，以平穩地為輸出濾波器充電，避免高沖激輸入電源所需的電流。設備逐漸增加在閉環調節中，在4.5 ms（典型值）內從0 V到0.8 V的內部參考電壓，線性將輸出電容器充電至最終調節電壓。如果在軟啟動期間觸發過電流，過電流邏輯將超控軟啟動順序和將關閉PWM邏輯和高壓側和低壓側側門。這種情況被鎖定，循環VCC恢復。只有當VCC電源高于UVLO閾值時，設備才開始軟啟動階段過電流閾值設置階段已經完成。

低側無啟動（LSLess）

為了避免負負荷時出現任何危險的回沖啟動時，L6728執行一個特殊的順序，以使LS驅動器能夠切換：在軟啟動階段，LS驅動器會導致禁用（LS=關閉），直到HS開始切換。這個避免在輸出電壓上出現危險的負尖峰，如果在預偏壓輸出。如果輸出電壓預偏壓到高于最終電壓的電壓，則HS將永遠不會開始切換。在這種情況下，在軟啟動時間結束時，啟用LS并釋放輸出至最終調節值。該設備的這一特殊功能僅從控制回路點屏蔽LS開啟觀點：在需要的情況下，保護旁路這打開LS MOSFET。

過電流保護

或通過過載保護變頻器輸出短路通過低側MOSFET漏源導通電阻RDS（on）檢測輸出電流信息。這種方法降低了成本，提高了變換器的效率避免使用昂貴和占用空間的傳感電阻。低壓側RDS（on）電流檢測是通過比較相電壓來實現的當LS MOSFET以編程的OCP閾值電壓打開時，內部持有。如果監測到的電壓大于這些閾值，則過電流檢測到事件。為了達到最大的安全性和負載保護，L6728實現了雙級過電流

保護系統：

一級閾值：用戶外部設置的閾值。如果監測到的電壓相位超過此閾值，檢測到第1級過電流。如果四個一級OC在四個連續的開關周期內檢測到事件，過電流保護將觸發。

二級閾值：內部閾值等于一級閾值閾值乘以系數1.5。如果監測到的通相電壓超過此值閾值，過電流保護將立即觸發。當過電流保護被觸發時，該裝置將同時關閉LS和HS MOSFET鎖定狀態。要從過流保護觸發狀態恢復，VCC電源必須開著。

過電流閾值設置

L6728允許輕松編程1級過電流閾值，范圍為50 mV至550mV，只需在LGATE和GND之間添加一個電阻（ROCSET）。二級閾值將相應地自動設置。在VCC超過UVLO閾值后的短時間內（約5毫秒），一個內部10μA電流（IOCSET）來自LGATE引腳，用于確定電壓降穿過洛塞特。將對該電壓降進行采樣，并將其內部保持為1電平超過電流閾值。OC設置程序的總時間長度約為5毫秒。在LGATE和GND之間連接一個ROCSET電阻器，編程的第一級閾值為：

ROCSET值的范圍為5 kΩ到55 kΩ。如果沒有連接ROCSET，設備會將OCP閾值設置為最大值：一旦LGATE電壓達到，就會觸發LGATE上的內部安全夾600 mV，設置最大閾值，突然結束OC設置階段。

輸出電壓整定及保護

L6728能夠精確地調節低至0.8v的輸出電壓帶有一個固定的0.8V內部基準，保證輸出調節電壓線路和溫度變化的±0.8%公差范圍內（不包括輸出電阻分壓器公差（如有）。輸出電壓高于0.8v可以很容易地通過增加一個電阻ROS之間FB引腳和接地。參考圖1，穩態直流輸出電壓為：

其中VREF為0.8 V。

L6728監控VSEN引腳處的電壓，并將其與中的內部參考電壓進行比較提供欠壓和過電壓保護以及PGOOD信號。

根據VSEN的級別，控制器執行不同的操作：

良好

如果通過VSEN監控的電壓超出了PGOOD窗口限制，則設備de斷言PGOOD信號仍在繼續切換和調節。好的是在軟啟動階段結束時斷言。

欠壓保護

如果VSEN引腳上的電壓下降到紫外閾值以下，則設備將同時關閉HS和是莫斯費茨，鎖定狀態。循環VCC以恢復。

過電壓保護

如果VSEN引腳處的電壓升高超過OV閾值（1 V典型值），則過壓保護關閉HS-MOSFET并打開LS-MOSFET。LS MOSFET將關閉為一旦VSEN低于Vref/2（0.4 V）。條件鎖定，循環VCC至恢復。請注意，即使設備被鎖定，設備仍然控制LSMOSFET，當VSEN上升到OV閾值以上時，就可以打開它。

反饋斷開保護

為了在VSEN引腳未連接的情況下提供負載保護，100 nA偏置電流始終來自該引腳。如果VSEN引腳未連接，該電流將將其永久性地向上拉，使設備檢測到OV：因此LS將被鎖定防止輸出電壓上升失控。

應用程序詳細信息

補償網絡

圖5所示的控制回路是電壓模式控制回路。輸出電壓為調節至內部基準（當存在時，FB節點和GND之間的偏置電阻在控制回路計算中可忽略不計）。誤差放大器輸出與振蕩器鋸齒波相比較，以提供PWM信號到駕駛室去。然后PWM信號通過VIN傳輸到開關節點振幅。該波形由輸出濾波器濾波。轉換器的傳遞函數是輸出之間的小信號傳遞函數EA和VOUT。此功能在頻率FLC處有一個雙極，取決于L-COUT在FESR處共振和零點取決于輸出電容ESR。直流增益調制器就是輸入電壓VIN除以峰值到峰值振蕩器電壓∆VOSC。

補償網絡通過傳輸關閉連接VOUT和EA輸出的環路函數理想地等于-ZF/ZFB。

補償的目標是閉合控制回路，保證直流調節精度高，性能好動態性能和穩定性。為了實現這一點，整個環路需要高直流增益，高帶寬和良好的相位裕度。實現高直流增益，使補償網絡傳輸具有積分器形狀功能。環路帶寬（F0dB）可以通過選擇合適的RF/RFB比率來固定，但是穩定性，不應超過FSW/2π。為了獲得良好的相位裕度，控制回路增益必須以-20 dB/十進位斜率穿過0 dB軸。作為一個例子，圖6顯示了III型補償的漸近bode圖。

為了確定補償網絡的極點和零點，以下建議可以遵循：

a） 設置增益RF/RFB以獲得所需的閉環調節器帶寬根據近似公式（RFB的建議值在范圍內一些kΩ）：

e） 檢查補償網絡增益是否低于開環EA增益F0dB；

f） 檢查獲得的相位裕度（應大于45°），如果必要的

布局指南

L6728提供控制功能和大電流集成驅動器，以實現大電流降壓DC-DC轉換器。在這種應用中，一個好的布局是非常重要的很重要。為這些應用程序放置組件時的第一個優先級必須保留給電源部分，盡可能減少每個連接和回路的長度。到將噪聲和電壓尖峰（EMI和損耗）電源連接（在中突出顯示圖7）必須是電源平面的一部分，并且無論如何都要用寬而厚的銅來實現跟蹤：循環必須最小化。關鍵部件，即功率mosfet，必須彼此靠近。建議使用多層印刷電路板。輸入電容（CIN），或至少所需總電容的一部分，必須放置在靠近功率段的地方，以消除由銅的痕跡。低ESR和ESL電容器是首選，建議MLCC在HS排水管附近連接。當電源跡線必須在為了降低PCB的寄生電阻和電感。再者，復制多個PCB層上相同的高電流軌跡將降低寄生電阻與那個連接有關。將輸出大容量電容器（COUT）連接到盡可能靠近負載的位置，最大限度地減少寄生與銅跡線相關的電感和電阻，也增加了額外的去耦電容器沿途到達負載時，這會導致電容器遠離散裝電容器。

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