特征

•高驅(qū)動模式：

–千兆瓦（G=100）：120兆赫

–轉(zhuǎn)換速率：115 V/μs

–4-V步進16位穩(wěn)定：280 ns

–低壓噪聲：10 kHz時為2.5 nV/√Hz

–低輸出阻抗：1 MHz時為1Ω

–偏移電壓：±100μV（最大）

–偏移電壓漂移：±3μV/oC（最大值）

–低靜態(tài)電流：2 mA（典型值）

•低功耗模式：

–千兆瓦：1兆赫

–低靜態(tài)電流：270μA（典型值）

•電源可擴展功能：

–從低功耗到高驅(qū)動的超快轉(zhuǎn)換模式：170 ns

•高交流和直流精度：

–低失真：100 kHz時，HD2為-122 dBc，HD3為-140 dBc

–輸入共模范圍包括負軌

–軌間輸出

–寬溫度范圍：完全規(guī)定為-40°C至+125°C

應(yīng)用

•精密SAR ADC驅(qū)動器

•精密參考電壓緩沖器

•可編程邏輯控制器

•測試和測量設(shè)備

•電力敏感數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)

說明

OPAx625系列運算放大器是出色的16位和18位SAR ADC驅(qū)動器，具有高精度、低THD和噪聲，允許獨特的功率可擴展解決方案。這一系列設(shè)備的特點和規(guī)定的16位穩(wěn)定時間為280納秒，使真正的16位有效位數(shù)（ENOB）成為可能。除了僅100μV偏置電壓的高直流精度、120MHz的寬增益帶寬積、2.5nV/√Hz的低寬帶噪聲外，該系列還優(yōu)化用于驅(qū)動高吞吐量、高分辨率的SAR ADC，如SAR ADC的ADS88xx系列。

OPAx625具有兩種工作模式：高驅(qū)動和低功耗。在創(chuàng)新的低功耗模式下，OPAx625跟蹤輸入信號，允許OPAx625在170 ns內(nèi)以16位ENOB從低功耗模式過渡到高驅(qū)動模式。

OPAx625系列有6針SOT和10針VSSOP封裝，并指定在-40°C至+125°C的溫度下工作。

SAR ADC驅(qū)動程序

（1）、有關(guān)所有可用的軟件包，請參閱數(shù)據(jù)表末尾的訂購附錄。

（2）、OPA2625是產(chǎn)品預覽版。

開關(guān)特性

在TA=25°C時，（V+）=5V，（V-）=0V，模式引腳連接到V引腳，G=1，VCOM=VO=2.5V，CLOAD=20pF，RLOAD=1KΩ，連接到2.5V（除非另有說明）。

典型特征

在TA=25°C，V+=5 V，V–=0 V，模式=V-，VCOM=VO=2.5 V，G=2，RF=1 kΩ，CF=2.7 pF，CLOAD=20 pF，RLOAD=2 kΩ，連接到2.5 V（除非另有說明）。

參數(shù)測量信息

直流參數(shù)測量

圖63所示電路用于測量OPAx625的直流輸入偏移相關(guān)參數(shù)。該電路可以測量輸入失調(diào)電壓、電源抑制比、共模抑制比和開環(huán)增益。基本測試程序要求將輸入（電源電壓VS和共模電壓VCM）設(shè)置為所需值。通過調(diào)整VO的測量值來驅(qū)動環(huán)路。配置所有輸入后，在VX測量點測量輸入偏移。將測量結(jié)果除以101，計算輸入偏移電壓。改變不同輸入端的電壓會改變輸入偏移電壓。輸入?yún)?shù)可根據(jù)式1至式5所示的關(guān)系進行測量。

瞬態(tài)參數(shù)測量

圖64所示電路用于測量OPA625的瞬態(tài)響應(yīng)。配置V+，V–，RISO、RLOAD和CLOAD。監(jiān)控示波器或其他信號分析儀上的輸入和輸出電壓。使用該電路測量大信號和小信號瞬態(tài)響應(yīng)、轉(zhuǎn)換率、超調(diào)量和容性負載穩(wěn)定性。

交流參數(shù)測量

圖65所示電路用于測量OPA625的交流參數(shù)。根據(jù)需要配置V+、V-和CLOAD。THS4271用于緩沖OPA625的輸入和輸出，以防止增益相位分析儀加載。監(jiān)控增益相位分析儀上的輸入和輸出電壓。使用該電路測量增益帶寬積，以及開環(huán)增益對頻率對電容性負載的影響。

噪聲參數(shù)測量

圖66所示電路用于測量OPA625的電壓噪聲。根據(jù)需要配置V+、V-和CLOAD。

圖67所示電路用于測量OPAx625的電流噪聲。根據(jù)需要配置V+、V-和CLOAD。

圖68所示電路用于測量OPAx625 0.1-Hz至10 Hz電壓噪聲。根據(jù)需要配置V+、V-和CLOAD。

詳細說明

概述

OPA625是一種快速穩(wěn)定、高轉(zhuǎn)換率、高帶寬、電壓反饋運算放大器。低偏移和低偏移漂移結(jié)合了優(yōu)越的動態(tài)性能和極低的輸出阻抗，從而產(chǎn)生了一個適用于驅(qū)動16位SAR adc的放大器，并在工業(yè)應(yīng)用中緩沖精確的基準電壓。OPAx625由低噪聲輸入級、旋轉(zhuǎn)升壓級和軌道環(huán)行輸出級組成。模式偏差選擇功能允許OPA625配置在高驅(qū)動模式和低功率模式。在ADC信號采集期間，當驅(qū)動SAR ADC時使用高驅(qū)動模式。OPAx625也可以在低功耗模式下配置，而SAR ADC正在轉(zhuǎn)換采集的信號，從而節(jié)省了整個系統(tǒng)的功率。為了促進從低功耗模式到高驅(qū)動模式的快速轉(zhuǎn)換，OPAx625在低功耗模式下不會完全關(guān)閉；相反，該設(shè)備仍然是一個具有較低帶寬（1 MHz）和寬松的直流規(guī)格的有源放大器。

功能框圖

特性描述

SAR ADC驅(qū)動器

OPAx625設(shè)計用于以高達1 MSPS的采樣率驅(qū)動精度（16位和18位）SAR ADC。低輸出阻抗、低THD、低噪聲和快速穩(wěn)定時間的組合使OPAx625成為驅(qū)動SAR ADC輸入和ADC參考輸入的理想選擇。內(nèi)部轉(zhuǎn)換升壓電路增加了作為輸入信號量的函數(shù)的轉(zhuǎn)換率，導致在280ns內(nèi)從4v階躍輸入穩(wěn)定到16位電平。低輸出阻抗（1兆赫時為1Ω）確保電容性負載穩(wěn)定性，同時實現(xiàn)最小的過沖。

電氣過應(yīng)力

設(shè)計者經(jīng)常會問運算放大器承受電過應(yīng)力（EOS）的能力。這些問題往往集中在設(shè)備輸入上，但可能涉及電源電壓引腳，甚至輸出引腳。每一種不同的引腳功能都具有由特定半導體制造工藝和連接到引腳的特定電路的電壓擊穿特性決定的電應(yīng)力極限。此外，內(nèi)部靜電放電（ESD）保護內(nèi)置在這些電路中，以防止在產(chǎn)品裝配之前和過程中發(fā)生意外的ESD事件。對這種基本的ESD電路及其與電氣過應(yīng)力事件的相關(guān)性有很好的理解。關(guān)于OPA625中包含的ESD電路的圖示，請參見圖69。ESD保護電路包括幾個電流控制二極管，這些二極管從輸入和輸出引腳連接，并返回內(nèi)部電源線，二極管在吸收裝置或電源ESD單元處匯合，后者位于運算放大器內(nèi)部。該保護電路旨在在正常電路操作期間保持非活動狀態(tài)。

設(shè)備功能模式

OPAx625有兩種功能模式：高驅(qū)動和低功耗。在低功耗模式下，OPAx625的靜態(tài)電流降低到270μA（典型值），從而顯著降低帶寬、更高噪聲和更低的輸出電流驅(qū)動。OPAx625在170 ns內(nèi)從低功耗模式過渡到高驅(qū)動模式。

高驅(qū)動模式

通過對模式引腳應(yīng)用低邏輯電平，將OPAx625置于高驅(qū)動模式。模式引腳可以由系統(tǒng)控制器的通用輸入/輸出（GPIO）驅(qū)動，也可以由離散邏輯門驅(qū)動，或者直接連接到V引腳。不要讓模式引腳浮動。當從微控制器GPIO驅(qū)動模式引腳時，確保GPIO沒有處于高阻抗狀態(tài)。將GPIO置于高阻抗狀態(tài)會導致模式引腳基本上浮動，不建議這樣做。驅(qū)動模式引腳的電壓不要低于V引腳的電壓；有關(guān)驅(qū)動模式引腳的允許電壓，請參閱絕對最大額定值。使用模式引腳強制OPA625進入高驅(qū)動模式或低功率模式。OPAx625具有120MHz的增益帶寬，2.5-nV/√Hz輸入?yún)⒖荚肼暎诟唑?qū)動模式下僅消耗2ma的靜態(tài)電流。此外，OPA625還具有100μV（最大）的偏移電壓和1μV/°C（典型值）的偏移電壓漂移。這種高精度、高速度和低噪聲的組合使得該設(shè)備適合用作高精度、高吞吐量的SAR ADC（如SAR ADC的ADS88xx系列）的輸入驅(qū)動器，如圖72所示。

在高驅(qū)動模式下，OPAx625完全被指定為寬帶、低噪聲、低失真的精密放大器。在轉(zhuǎn)換周期開始之前的信號采集期間，當驅(qū)動SAR ADC的輸入時，高驅(qū)動模式是OPAx625的主要工作模式。在采集周期結(jié)束之前和轉(zhuǎn)換周期開始之前，將OPA625置于highdrive模式，可使OPA625在轉(zhuǎn)換前設(shè)置為最終值。當ADC正在轉(zhuǎn)換輸入信號，因此不再采集信號時，將OPA625置于低功耗模式以降低系統(tǒng)功率。使用低功耗模式允許OPAx625功耗直接隨采樣率縮放。

OPAx625的獨特之處在于，模式之間的切換發(fā)生在170納秒（典型值）。這種快速切換是由OPAx625的體系結(jié)構(gòu)在低功耗模式下實現(xiàn)的；有關(guān)更多信息，請參閱低功耗模式部分。

低功率模式

通過在模式引腳上應(yīng)用高邏輯電平來設(shè)置OPAx625低功耗模式。模式管腳可以由系統(tǒng)控制器的GPIO驅(qū)動，也可以從離散邏輯門驅(qū)動，也可以直接連接到V+管腳。不要讓模式引腳浮動。當從微控制器GPIO驅(qū)動模式引腳時，確保GPIO沒有處于高阻抗狀態(tài)。將GPIO置于高阻抗狀態(tài)會導致模式引腳基本上浮動，不建議這樣做。不要讓模式引腳電壓超過V+引腳的電壓；請參閱驅(qū)動模式引腳的允許電壓的絕對最大額定值。

在低功耗模式下，OPAx625完全被指定為通用運算放大器。可以控制模式信號，以便在ADC進入采集階段之前，OPAx625被置于高驅(qū)動模式。此配置確保在采集周期完成之前，抗混疊濾波器電容器上的電壓穩(wěn)定到所需的精度。以這種方式運行時，OPAx625消耗的功率與系統(tǒng)的吞吐量成比例。此功能在功率關(guān)鍵型應(yīng)用程序和可變吞吐量數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中非常有用。

OPAx625的獨特之處在于，模式之間的切換發(fā)生在170納秒（典型值）。這種快速切換是由OPAx625的結(jié)構(gòu)在低功耗模式下實現(xiàn)的。大多數(shù)放大器在斷電或關(guān)機模式下消耗的功率非常小，但也不是以線性方式工作。例如，一個典型放大器的輸出，當被禁用時，可以被置于高阻抗狀態(tài)，從而無法驅(qū)動任何負載。從關(guān)機狀態(tài)切換到線性狀態(tài)需要將內(nèi)部電容和偏壓點充電到線性工作范圍內(nèi)的水平。通常，此開關(guān)可能需要幾微秒或更長時間。這個問題用OPAx625解決了。OPAx625在低功耗模式下作為線性運算放大器工作，輸出跟蹤輸入信號，但帶寬較低，偏移和噪聲稍高。從低功率模式切換到高驅(qū)動模式并穩(wěn)定到16位電平在170納秒（典型值）內(nèi)發(fā)生，這是因為在每個模式的持續(xù)時間內(nèi)以線性方式保持操作。此配置允許動態(tài)功率擴展，同時仍保持高吞吐量。

應(yīng)用與實施

注意：以下應(yīng)用章節(jié)中的信息不是TI組件規(guī)范的一部分，TI不保證其準確性或完整性。TI的客戶負責確定組件的適用性。客戶應(yīng)驗證和測試其設(shè)計實現(xiàn)，以確認系統(tǒng)功能。

申請信息

OPAx625是一款高精度、高速、電壓反饋運算放大器。快速穩(wěn)定到16位電平，低THD和低噪聲使OPA625適合于驅(qū)動SAR ADC輸入和緩沖精密電壓參考。OPA625的電源電壓范圍從2.7伏到5.5伏，工作溫度從-40攝氏度到+125攝氏度，適用于各種高速工業(yè)應(yīng)用。以下各節(jié)顯示OPAx625的應(yīng)用程序信息。為了簡單起見，電源去耦電容器不在這些圖中顯示。

典型應(yīng)用

單電源，16位，1-MSPS SAR ADC驅(qū)動器

設(shè)計要求

SAR adc，如ADS8860，在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器輸入端使用采樣電容器。在信號采集階段，這些采樣電容通過一組開關(guān)連接到ADC模擬輸入端子AINP和AINN。采集周期結(jié)束后，內(nèi)部采樣電容器從輸入端子斷開，并通過第二組開關(guān)連接到ADC的輸入端，在此期間，ADC正在進行模數(shù)轉(zhuǎn)換。圖73說明了這種架構(gòu)。

SAR ADC輸入和采樣電容器必須在ADC采集時間內(nèi)由OPA625驅(qū)動到16位電平。在圖72所示的例子中，OPA625被用來以1 MSPS的采樣率驅(qū)動ADS8860。

詳細設(shè)計程序

圖72所示的電路由SAR ADC驅(qū)動器、低通濾波器和SAR ADC組成。SAR ADC驅(qū)動電路由OPA625組成，其反轉(zhuǎn)增益為1。濾波器由RFLT和CFLT組成，連接在OPA625的輸出端和ADS8860的輸入端。為這些無源元件中的每一個選擇合適的值對于從ADC獲得最佳性能至關(guān)重要。電容器CFLT用作電荷庫，向ADC采樣電容器提供必要的電荷。ADC提供的動態(tài)負載在濾波器電容器CFLT上產(chǎn)生故障。若要最小化此故障的大小，請為CFLT選擇一個足夠大的值，以保持故障振幅小于100 mV。在放大器輸出端保持如此低的故障幅度可以確保放大器保持在線性工作區(qū)，并導致最小的穩(wěn)定時間。使用方程式6，選擇10 nF電容器用于CFLT。

將10nF電容器直接連接到OPA625的輸出會降低OPA625的相位裕度，并導致穩(wěn)定性和穩(wěn)定時間問題。為了正確驅(qū)動10nF電容器，使用串聯(lián)電阻器（RFLT）將電容器CFLT與OPA625隔離。RFLT的大小必須基于多個約束條件。為了確定合適的RFLT值，考慮RFLT與ADC輸入電路的開關(guān)電阻（RSW）反應(yīng)產(chǎn)生的分壓器效應(yīng)對THD的影響，以及輸出阻抗對放大器穩(wěn)定性的影響。在本例中，選擇了4.7Ω電阻器。在這個設(shè)計示例中，圖16可用于估計RISO的合適值。RISO表示與CFLT串聯(lián)的總電阻，在本例中相當于2×RFLT。

應(yīng)用曲線

圖74說明了圖72所示電路的性能。

單電源，16位，1-MSPS，多路復用，SAR ADC驅(qū)動器

為了在最大吞吐量下操作高分辨率16位ADC，滿標度電壓階躍必須在指定的最小采集時間（tACQ）內(nèi)穩(wěn)定在ADC輸入處的16位精度以上。這種設(shè)置對驅(qū)動放大器在大信號帶寬、轉(zhuǎn)換速率和穩(wěn)定時間方面提出了非常嚴格的要求。圖75說明了一個使用OPA625的典型多路ADC驅(qū)動程序應(yīng)用程序。

設(shè)計要求

為了優(yōu)化該電路的性能，這種設(shè)計不允許在驅(qū)動電路的輸入端出現(xiàn)任何大信號輸入瞬變，直到上一次轉(zhuǎn)換結(jié)束時的一個小的安靜時間段（tQT）。輸入階躍電壓從轉(zhuǎn)換開始（CONVST上升沿）到半周期（0.5×tCYC）的任何時間都可能出現(xiàn)。在最壞的情況下，輸入步驟上的定時限制允許ADC輸入在所需精度范圍內(nèi)的最小穩(wěn)定時間（tQT+tACQ）。這為放大器的輸出提供了更多的時間，以便在下一次轉(zhuǎn)換開始之前在所需精度范圍內(nèi)進行轉(zhuǎn)換和穩(wěn)定。圖76說明了這個時序。

詳細設(shè)計程序

ADC輸入驅(qū)動電路主要由驅(qū)動放大器和飛輪RC濾波器兩部分組成。放大器用于輸入電壓的信號調(diào)節(jié)，其低輸出阻抗在信號源和ADC輸入之間提供緩沖。RC濾波器有助于衰減ADC的開關(guān)電容輸入級的采樣電荷注入，也可以作為抗混疊濾波器，對前端電路產(chǎn)生的寬帶噪聲進行頻帶限制。ADC輸入驅(qū)動器的設(shè)計涉及優(yōu)化電路帶寬，主要由以下要求驅(qū)動：

•RFLTCFLT濾波器帶寬應(yīng)較低，以限制輸入ADC輸入的噪聲，從而提高系統(tǒng)的信噪比（SNR）。

•整個系統(tǒng)帶寬應(yīng)足夠大，以適應(yīng)轉(zhuǎn)換開始前ADC輸入處輸入信號的最佳設(shè)置。

根據(jù)方程式7選擇CFLT。CFLT選擇為1nf。

將1-nF電容器直接連接到OPA625的輸出會降低OPA625的相位裕度，并導致穩(wěn)定性和穩(wěn)定時間問題。為了正確驅(qū)動1-nF電容器，使用串聯(lián)電阻器RFLT將電容器CFLT與OPA625隔離。RFLT的大小必須基于多個約束條件。為了確定合適的RFLT值，系統(tǒng)設(shè)計者必須考慮RFLT與ADC輸入電路的開關(guān)電阻RSW反應(yīng)產(chǎn)生的分壓器效應(yīng)對THD的影響，以及輸出阻抗對放大器穩(wěn)定性的影響。在本例中，選擇12.4Ω電阻器。在這個設(shè)計示例中，圖15可用于估計RISO的合適值。RISO表示與CFLT串聯(lián)的總電阻，在本例中相當于2×RFLT。

應(yīng)用曲線

圖77說明了圖75所示電路的性能。

電源建議

OPAx625的工作電壓為2.7 V至5.5 V（±1.35 V至±2.75 V）；許多規(guī)范適用于-40°C至+125°C。典型特性中給出了與工作電壓或溫度相關(guān)的顯著變化的參數(shù)。將旁路電容器放在電源引腳附近，以減少噪聲或高阻抗電源的耦合誤差。有關(guān)旁路電容器放置的詳細信息，請參閱布局部分。

注意安全

大于6V的電源電壓會對設(shè)備造成永久性損壞。請參閱絕對最大額定值部分。

布局

布局指南

為獲得設(shè)備的最佳操作性能，請使用良好的PCB布局實踐，包括：

•使用旁路電容器來降低電源耦合的噪聲。將低ESR、陶瓷、旁路電容器連接在電源引腳（V+和V-）和接地層之間。如圖79所示，將旁路電容器放置在盡可能靠近裝置的位置，并使100 nF的電容器離裝置最近。對于單電源應(yīng)用，不需要V引腳上的旁路電容器。

•電路模擬和數(shù)字部分的單獨接地是最簡單和最有效的噪聲抑制方法之一。多層印刷電路板上的一層或多層通常用于接地層。接地板有助于分配熱量并減少電磁干擾噪音。確保在物理上分離數(shù)字和模擬接地，注意接地電流的流動。有關(guān)更多詳細信息，請參閱SLOA089，電路板布局技術(shù)。

•為了減少寄生耦合，輸入軌跡應(yīng)盡可能遠離電源或輸出軌跡。如果不可能使它們分開，最好垂直于敏感記錄道，而不是與有噪聲的記錄道平行。

•盡量減少+IN和OUT之間的寄生耦合，以獲得最佳交流性能。

•將外部組件盡可能靠近設(shè)備。如圖79所示，保持RF、CF和RG接近逆變輸入將使寄生電容最小化。

•輸入記錄道的長度應(yīng)盡可能短。始終記住，輸入軌跡是電路中最敏感的部分。

•建議在板組裝后清潔PCB，以獲得最佳性能。

•任何精密集成電路都可能因水分進入塑料包裝而發(fā)生性能變化。在任何水性PCB清潔過程之后，烘烤PCB組件以去除清潔過程中引入設(shè)備包裝的水分。在大多數(shù)情況下，在85°C下低溫、清潔后烘烤30分鐘就足夠了。

布局示例

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