特征

●低失真：5MHz時(shí)為-95dBc

●增益+1帶寬：400MHz

●提供SOT23-5包裝

●高開(kāi)環(huán)增益：95dB

●高共模抑制：90dB

●快速12位設(shè)置：13ns（0.01%）

●低噪聲：2.7nV/√Hz

●高輸出電流：±60mA

●非常低的差分增益/相位誤差：0.007%/0.008°

應(yīng)用

●ADC/DAC緩沖放大器

●低失真中頻放大器

●高分辨率成像

●醫(yī)學(xué)成像

●低噪聲前置放大器

●高CMR差分放大器

●測(cè)試儀器

●專業(yè)音頻

說(shuō)明

OPA642提供了以前在單片操作中無(wú)法達(dá)到的速度和動(dòng)態(tài)范圍amp.使用OPA642是一種具有兩個(gè)內(nèi)部增益級(jí)的單位增益穩(wěn)定電壓反饋結(jié)構(gòu)，可在較寬的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)極低的諧波失真。“經(jīng)典”差分輸入提供了精密運(yùn)算放大器的所有常見(jiàn)優(yōu)點(diǎn)，例如與寬帶電流反饋運(yùn)算放大器相比，偏置電流消除和極低的反向電流噪聲。快速的穩(wěn)定時(shí)間、優(yōu)異的差分增益/相位性能、低電壓噪聲和高輸出電流驅(qū)動(dòng)使OPA642成為大多數(shù)高動(dòng)態(tài)范圍應(yīng)用的理想選擇。

單位增益穩(wěn)定性使OPA642特別適用于低增益差分放大器、跨阻放大器、+2視頻線驅(qū)動(dòng)器增益、寬帶積分器和低失真ADC放大器。如果需要更高的增益甚至更低的諧波失真度，請(qǐng)考慮OPA643，它是OPA642的更高增益帶寬和更低噪聲版本。

高動(dòng)態(tài)范圍10MSPS數(shù)字化儀

典型性能曲線

TA=+25°C，VS=±5V，RL=100Ω，RF=402Ω，G=+2，除非另有說(shuō)明。RF=25Ω，增益為+1。

應(yīng)用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA642的速度和動(dòng)態(tài)范圍的結(jié)合很容易在各種應(yīng)用電路中實(shí)現(xiàn)，只要遵守良好設(shè)計(jì)實(shí)踐的簡(jiǎn)單原則。例如，如圖1所示，良好的電源去耦對(duì)于實(shí)現(xiàn)盡可能低的諧波失真和平滑的頻率響應(yīng)至關(guān)重要。正確的PC板布局和仔細(xì)的組件選擇將使OPA642在所有應(yīng)用中的性能最大化，如本數(shù)據(jù)表其余部分所述。

圖1顯示了作為大多數(shù)典型性能曲線基礎(chǔ)的+2配置增益。大多數(shù)曲線的特征是使用50Ω驅(qū)動(dòng)阻抗的信號(hào)源和50Ω并聯(lián)負(fù)載阻抗的測(cè)量設(shè)備。在圖1中，VI端子處的50Ω并聯(lián)電阻器與測(cè)試發(fā)生器的源阻抗匹配，而VO端子上的50Ω串聯(lián)電阻器為測(cè)量設(shè)備負(fù)載提供匹配電阻器。一般來(lái)說(shuō)，數(shù)據(jù)表規(guī)格是指輸出引腳處的電壓擺動(dòng)（圖1中的VO）。串并聯(lián)匹配電阻產(chǎn)生的100Ω負(fù)載，加上804Ω的總反饋網(wǎng)絡(luò)負(fù)載，使OPA642具有大約90Ω的有效負(fù)載。

緩沖高性能ADC

為了實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)范圍a/D轉(zhuǎn)換器的全部性能，在設(shè)計(jì)輸入放大器接口電路時(shí)必須非常小心。首頁(yè)上的示例電路顯示了一個(gè)典型的交流耦合接口到一個(gè)非常高的動(dòng)態(tài)范圍轉(zhuǎn)換器。信號(hào)在0伏左右的范圍內(nèi)對(duì)稱地工作。2Vp-p擺幅然后通過(guò)阻斷電容器電平偏移到直流參考電平，這是由轉(zhuǎn)換器內(nèi)部參考電壓的一個(gè)良好解耦的電阻分壓器產(chǎn)生的。為了對(duì)轉(zhuǎn)換器的額定無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）產(chǎn)生可忽略的影響，放大器的SFDR應(yīng)至少大于10dB。在首頁(yè)示例中，OPA642的插入對(duì)ADS804的失真有不可估量的影響，ADS804在5MHz Nyquist輸入信號(hào)下實(shí)現(xiàn)了80dB的SFDR。

為了在8針SO-8或DIP封裝中實(shí)現(xiàn)盡可能低的失真，需要在引腳5和8上增加0.1μF去耦電容器。如圖1所示。雖然引腳5和引腳8分別內(nèi)部連接到引腳4和引腳7（8引腳運(yùn)算放大器的標(biāo)準(zhǔn)電源引腳），但附加電容器有助于分離封裝引線電感，并將5MHz下的二次諧波抑制提高約4dB。SOT23-5封裝的更短的連接線和電源線提供了最佳的失真性能，同時(shí)只需要兩個(gè)電源連接。

成功應(yīng)用OPA642進(jìn)行ADC緩沖需要仔細(xì)選擇放大器輸出端的串聯(lián)電阻，以及ADC輸入端的附加并聯(lián)電容器。在某種程度上，這種RC網(wǎng)絡(luò)的選擇將由經(jīng)驗(yàn)決定每種型號(hào)的變流器。許多高性能的CMOS adc，如ADS804，在輸入端有并聯(lián)電容器時(shí)性能更好。該電容器為采樣過(guò)程中產(chǎn)生的瞬態(tài)電流提供低源阻抗。改進(jìn)的SFDR是通過(guò)增加電容器獲得的，電容器的值通常在轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)表中被推薦。外部電容器與A/D輸入的內(nèi)置電容相結(jié)合，為OPA642提供了一個(gè)重要的電容性負(fù)載。如果沒(méi)有串聯(lián)隔離電阻，結(jié)果可能是放大器中不希望達(dá)到的峰值或失去穩(wěn)定性。由于CMOS A/D輸入的直流偏置電流可以忽略不計(jì)，電阻對(duì)整體增益或偏移精度沒(méi)有影響。參考典型性能曲線中“RS與電容性負(fù)載”的曲線圖，以獲得串聯(lián)電阻器的良好啟動(dòng)值。這將確保對(duì)ADC輸入的平坦頻率響應(yīng)。增加外部電容值將使串聯(lián)電阻減小，或者，保持該電阻不變，將限制信號(hào)并降低轉(zhuǎn)換器輸入的高頻噪聲。

視頻線驅(qū)動(dòng)

大多數(shù)視頻分配系統(tǒng)設(shè)計(jì)有75Ω系列電阻器，以驅(qū)動(dòng)匹配的75Ω電纜。為了向75Ω匹配負(fù)載提供1的凈增益，放大器通常設(shè)置為+2的電壓增益，以補(bǔ)償電纜任一端串聯(lián)和并聯(lián)75Ω電阻器形成的分壓器的6dB衰減。如果50Ω電阻器的所有參考值都被75Ω值取代，則圖1的電路適用于此要求。通常，放大器增益進(jìn)一步增加到2.2，這恢復(fù)了典型長(zhǎng)電纜線路的額外直流損耗。這一變化要求圖1中的增益電阻（RG）從402Ω減小到335Ω。在任何一種情況下，OPA642的增益平坦度和差分增益/相位性能都將在視頻分發(fā)應(yīng)用中提供優(yōu)異的結(jié)果。差分增益和相位測(cè)量彩色副載波頻率（NTSC系統(tǒng)中為3.58MHz）與大信號(hào)輸出電平（代表復(fù)合視頻信號(hào)中的亮度信息）的總體小信號(hào)增益和相位的變化。OPA642在單匹配視頻電纜的典型150Ω負(fù)載下，在正視頻（負(fù)同步）信號(hào)的標(biāo)準(zhǔn)亮度范圍內(nèi)，顯示的差分增益/相位誤差小于0.01%/0.01°。負(fù)面視頻信號(hào)也會(huì)出現(xiàn)類似的表現(xiàn)。實(shí)際上，由于OPA642的線性高頻輸出阻抗，即使在兩個(gè)視頻負(fù)載下也能獲得類似的性能。

單運(yùn)放差分放大器

OPA642的電壓反饋架構(gòu)，其高共模比，將提供卓越的性能差分放大器配置。圖2顯示了一個(gè)典型的配置。此設(shè)計(jì)的起點(diǎn)是選擇200Ω到2kΩ范圍內(nèi)的RF值。較低的值降低了所需的RG，增加了V2源和OPA642輸出的負(fù)載。較高的值會(huì)增加輸出噪聲，并加劇寄生板和器件電容的影響。選擇RF后，必須設(shè)置RG以獲得V2所需的反轉(zhuǎn)增益。請(qǐng)記住，帶寬將大約由增益帶寬積（GBP）除以噪聲增益（1+RF/RG）來(lái)設(shè)置。對(duì)于精確的差分操作（即良好的CMR），比率R2/R1必須設(shè)置為RF/RG。通常，最好將R2和R1的絕對(duì)值分別設(shè)置為RF和RG；這樣可以使分壓器電阻相等，并消除輸入偏置電流的影響。然而，為了調(diào)整驅(qū)動(dòng)源V1上的負(fù)載，調(diào)整R2和R1的值有時(shí)是有用的。在大多數(shù)情況下，可實(shí)現(xiàn)的低頻CMR將受到電阻值精度的限制。OPA642本身的90dB CMR不會(huì)確定整個(gè)電路的CMR，除非電阻比匹配到優(yōu)于0.003%。如果有必要對(duì)CMR進(jìn)行微調(diào)，則R2是建議的調(diào)整點(diǎn)。

三運(yùn)算放大器差分（儀器拓?fù)洌?/p>

單運(yùn)放差分放大器的主要缺點(diǎn)是輸入阻抗相對(duì)較低。當(dāng)差分輸入端需要高阻抗時(shí)，可以使用OPA642作為差分級(jí)來(lái)構(gòu)建標(biāo)準(zhǔn)儀表放大器（INA）拓?fù)洹D3顯示了一個(gè)例子，其中兩個(gè)輸入放大器封裝在一起作為一個(gè)雙電壓反饋運(yùn)算放大器OPA2650。與使用兩個(gè)額外的OPA642器件相比，這種方法節(jié)省了電路板空間、成本和功耗，并且由于輸入放大器的中等負(fù)載，仍然可以獲得非常好的噪聲和失真性能。在該電路中，由于四個(gè)匹配的1kΩ電阻器，輸出的共模增益始終為1，而差分增益由（1+2RF1/RG）設(shè)置，使用圖3中的值等于2。差分到單端的轉(zhuǎn)換仍然由OPA642輸出級(jí)執(zhí)行。高阻抗輸入允許V1和V2源端接或阻抗匹配，無(wú)需差分放大器進(jìn)一步加載。如果V1和V2輸入已經(jīng)是真正的差分輸入，例如信號(hào)變壓器的輸出，則可以在它們之間使用一個(gè)匹配的終端電阻。但是，請(qǐng)記住，對(duì)于V1和V2輸入，必須始終存在定義的直流信號(hào)路徑；對(duì)于變壓器情況，中心抽頭次級(jí)連接到地面將提供最佳的直流操作點(diǎn)。

DAC跨阻放大器

高頻DDC-dac需要一個(gè)低失真的輸出放大器，以保持其SFDR性能進(jìn)入真實(shí)的負(fù)載。單端輸出驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)如圖4所示。在該電路中，只使用互補(bǔ)輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)的一側(cè)。該圖顯示了連接到OPA642的虛擬接地和結(jié)的信號(hào)輸出電流，OPA642被設(shè)置為跨阻級(jí)或“I-V轉(zhuǎn)換器”。DAC未使用的電流輸出接地。如果DAC要求其輸出端接至非接地的合規(guī)電壓進(jìn)行操作，則適當(dāng)?shù)碾妷弘娖娇蓱?yīng)用于OPA642的非逆變輸入端。這個(gè)電路的直流增益等于射頻。在高頻下，DAC輸出電容將在OPA642的噪聲增益中產(chǎn)生零，這可能導(dǎo)致閉環(huán)頻率響應(yīng)的峰值。在射頻中加入CF以補(bǔ)償噪聲增益峰值。為了實(shí)現(xiàn)平坦的跨阻頻率響應(yīng)，反饋網(wǎng)絡(luò)中的該極點(diǎn)應(yīng)設(shè)置為：

其轉(zhuǎn)角頻率ƒ-3dB約為：

有源濾波器

大多數(shù)有源濾波器拓?fù)鋵⑹褂肙PA642的寬帶和單位增益穩(wěn)定性提供優(yōu)異的性能。采用電容反饋的拓?fù)湫枰獑挝辉鲆娣€(wěn)定的電壓反饋運(yùn)算放大器。SallenKey濾波器簡(jiǎn)單地將運(yùn)算放大器用作RC網(wǎng)絡(luò)中的非反轉(zhuǎn)增益級(jí)。電流或電壓反饋運(yùn)算放大器可用于Sallen-Key實(shí)現(xiàn)。

圖5顯示了一個(gè)示例Sallen-Key低通濾波器，其中OPA642被設(shè)置為提供+2的低頻增益。選擇濾波器組件值，以獲得最大平坦的巴特沃斯響應(yīng)，帶寬為5MHz–3dB。電阻值已經(jīng)過(guò)輕微調(diào)整，以補(bǔ)償該配置中由OPA642提供的150MHz帶寬的影響。該濾波器可與ADC驅(qū)動(dòng)器建議相結(jié)合，以提供中等（2極）奈奎斯特濾波、限制噪聲和帶外分量到ADC的輸入中。該濾波器將提供高SFDR A/D轉(zhuǎn)換器（如ADS804（12位、10MSPS、80dB SFDR）所需的極低諧波失真。

操作建議

優(yōu)化電阻值

由于OPA642是一個(gè)單位增益穩(wěn)定的電壓反饋運(yùn)算放大器，反饋和增益設(shè)置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過(guò)動(dòng)態(tài)范圍（噪聲和失真）和寄生電容來(lái)設(shè)置的。對(duì)于非反相單位增益跟隨器應(yīng)用，反饋連接應(yīng)采用25Ω電阻器，而不是直接短路。這將隔離反向輸入電容和輸出引腳，并改善頻率響應(yīng)平坦度。通常，反饋電阻值應(yīng)在200Ω和1kΩ之間。低于200Ω時(shí)，反饋網(wǎng)絡(luò)將呈現(xiàn)額外的輸出負(fù)載，這會(huì)降低OPA642的諧波失真性能。高于1kΩ時(shí)，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會(huì)導(dǎo)致放大器響應(yīng)中的非故意頻帶限制。

一個(gè)好的經(jīng)驗(yàn)法則是將RF和RG的并行組合（圖1）設(shè)定為小于約200Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網(wǎng)絡(luò)中增加一個(gè)極點(diǎn)，從而使正向響應(yīng)為零。假設(shè)反向節(jié)點(diǎn)上寄生2pF，保持RF | | RG<200Ω將使該極保持在400MHz以上。就其本身而言，這個(gè)約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個(gè)kΩ。只要射頻形成的磁極和并聯(lián)的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內(nèi)，這是可以接受的。

在反向配置中，必須注意額外的設(shè)計(jì)考慮。RG成為輸入電阻，因此成為驅(qū)動(dòng)源的負(fù)載阻抗。如果需要阻抗匹配，可以將RG設(shè)置為所需的終端值。然而，在低反向增益時(shí)，所產(chǎn)生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個(gè)重要的負(fù)載。例如，如果逆變?cè)鲆鏋?，且輸入匹配電阻為50Ω（=RG），則需要一個(gè)100Ω的反饋電阻器，這將有助于輸出負(fù)載與外部負(fù)載并聯(lián)。在這種情況下，最好同時(shí)增加RF和RG值，然后用第三個(gè)對(duì)地電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入匹配阻抗。總輸入阻抗變成RG和附加并聯(lián)電阻的并聯(lián)組合。

帶寬與增益

當(dāng)閉環(huán)信號(hào)顯示增益反饋增加時(shí)，增益反饋減小。理論上，這種關(guān)系用規(guī)范中顯示的增益帶寬積（GBP）來(lái)描述。理想情況下，GBP除以非反轉(zhuǎn)信號(hào)增益（也稱為噪聲增益，或NG）將預(yù)測(cè)閉環(huán)帶寬。實(shí)際上，這只在相位裕度接近90°時(shí)成立，就像在高增益配置中一樣。在低信號(hào)增益下，大多數(shù)放大器將表現(xiàn)出更復(fù)雜的響應(yīng)和更低的相位裕度。OPA642經(jīng)過(guò)優(yōu)化，在增益為2的情況下，給出最大平坦的二階巴特沃斯響應(yīng)。在這種配置中，OPA642具有大約60°的相位裕度，并且將顯示150MHz的典型-3dB帶寬。當(dāng)相位裕度為60°時(shí)，閉環(huán)帶寬大約比GBP除以噪聲增益的預(yù)測(cè)值大√2。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預(yù)測(cè)值（GBP/NG）。當(dāng)增益為+10時(shí)，典型規(guī)范中顯示的21MHz帶寬與使用簡(jiǎn)單公式預(yù)測(cè)的帶寬和210MHz的典型GBP一致。

輸出驅(qū)動(dòng)能力

OPA642已經(jīng)過(guò)優(yōu)化，可以驅(qū)動(dòng)雙端傳輸線的高要求負(fù)載。當(dāng)驅(qū)動(dòng)50Ω線路時(shí)，在電纜中使用一個(gè)50Ω的串聯(lián)，并在電纜末端使用一個(gè)50Ω的終端負(fù)載。在這些條件下，電纜的阻抗在很寬的頻率范圍內(nèi)表現(xiàn)為電阻，OPA642上的總有效負(fù)載與反饋網(wǎng)絡(luò)的電阻并聯(lián)為100Ω。技術(shù)規(guī)格顯示在這樣一個(gè)負(fù)載中有一個(gè)保證的±2.5V擺幅，然后在終端電阻處減小到±1.25V的擺幅。保證的±35mA輸出驅(qū)動(dòng)過(guò)溫為該負(fù)載提供了足夠的電流驅(qū)動(dòng)裕度。當(dāng)驅(qū)動(dòng)高阻抗負(fù)載時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)更高的電壓波動(dòng)（和更低的失真）。

單個(gè)視頻負(fù)載通常顯示為驅(qū)動(dòng)放大器的150Ω負(fù)載（使用標(biāo)準(zhǔn)75Ω電纜）。OPA642提供足夠的電壓和電流驅(qū)動(dòng)，以支持NTSC信號(hào)最多3個(gè)并行視頻負(fù)載（總負(fù)載50Ω）。在只有一個(gè)負(fù)載的情況下，OPA642實(shí)現(xiàn)了異常低的0.007%/0.008°dG/dP誤差。

驅(qū)動(dòng)電容性負(fù)載

對(duì)運(yùn)算放大器來(lái)說(shuō)，最苛刻，也是最常見(jiàn)的負(fù)載條件之一是電容性負(fù)載。像OPA642這樣的高速、高開(kāi)環(huán)增益放大器，當(dāng)電容性負(fù)載直接施加在輸出引腳上時(shí)，其穩(wěn)定性和閉環(huán)響應(yīng)峰值非常敏感。簡(jiǎn)單地說(shuō)，電容性負(fù)載與放大器的開(kāi)環(huán)輸出電阻發(fā)生反應(yīng)，在環(huán)路中引入額外的極點(diǎn)，從而減小相位裕度。這個(gè)問(wèn)題已經(jīng)成為應(yīng)用程序注釋和文章的熱門(mén)話題，并且已經(jīng)提出了一些解決這個(gè)問(wèn)題的外部解決方案。當(dāng)主要考慮頻率響應(yīng)平坦度、脈沖響應(yīng)保真度和/或失真時(shí)，最簡(jiǎn)單和最有效的解決方案是通過(guò)在放大器輸出和電容性負(fù)載之間插入一個(gè)串聯(lián)的隔離電阻，將電容性負(fù)載與反饋回路隔離。這并沒(méi)有從環(huán)路響應(yīng)中消除極點(diǎn)，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負(fù)載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩(wěn)定性。

典型性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負(fù)載以及負(fù)載下產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。設(shè)置推薦電阻器的標(biāo)準(zhǔn)是負(fù)載處的最大帶寬、平坦頻率響應(yīng)。由于現(xiàn)在在輸出管腳和負(fù)載電容之間有一個(gè)無(wú)源低通濾波器，輸出管腳本身的響應(yīng)通常有點(diǎn)峰值，并且在RC網(wǎng)絡(luò)的滾降作用后變得平坦。在大多數(shù)應(yīng)用程序中，這不是一個(gè)問(wèn)題，但是如果負(fù)載下的期望信號(hào)擺幅非常接近放大器的擺幅極限。這種限幅最有可能發(fā)生在脈沖響應(yīng)應(yīng)用中，其中頻率峰值表現(xiàn)為階躍響應(yīng)中的過(guò)沖。

大于2pF的寄生電容性負(fù)載會(huì)開(kāi)始降低OPA642的性能。很長(zhǎng)的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個(gè)設(shè)備的連接很容易導(dǎo)致超過(guò)此值。始終仔細(xì)考慮這種影響，并盡可能靠近OPA642輸出引腳添加推薦的串聯(lián)電阻器（見(jiàn)電路板布局指南）。

失真性能

OPA642能夠以高頻率和低增益?zhèn)鬏敭惓５偷氖д嫘盘?hào)。典型性能曲線中的畸變圖顯示了各種情況下的典型畸變。大多數(shù)曲線圖的動(dòng)態(tài)范圍限制為100dB。在信號(hào)電平超過(guò)0.5V和/或基頻超過(guò)500kHz之前，OPA642的失真不會(huì)上升到–100dBc以上。音頻帶失真≤–120分貝。

一般來(lái)說(shuō)，在基波信號(hào)達(dá)到很高的頻率或功率之前，二次諧波將主導(dǎo)失真，而三次諧波分量可以忽略不計(jì)。然后聚焦于二次諧波，增加負(fù)載阻抗直接改善失真。請(qǐng)記住，在非反相配置中，總負(fù)載包括反饋網(wǎng)絡(luò)這是RF+RG的總和，而在反向配置中，這只是RF（圖1）。增大輸出電壓擺幅直接增加諧波失真。輸出擺幅增加6dB通常會(huì)增加二次諧波12dB和三次諧波18dB。增加信號(hào)增益也會(huì)增加二次諧波失真。同樣，增加6分貝的增益將增加第二和第三諧波6分貝，即使在恒定的輸出功率和頻率。最后，由于環(huán)路增益隨頻率的衰減，失真隨著基頻的增加而增加。相反地，失真將改善到低頻，直至大約3kHz的主開(kāi)環(huán)極點(diǎn)。從2Vp-p的–90dBc二次諧波到500Ω，G=+2 1MHz下的失真（根據(jù)典型性能曲線），20kHz下的二次諧波失真應(yīng)大約為–90dB–20log（1MHz/20kHz）=–124dBc。

OPA642具有極低的三階諧波失真。這也提供了一個(gè)非常好的雙音，三階互調(diào)截獲，如典型性能曲線所示。當(dāng)通過(guò)50Ω匹配電阻器驅(qū)動(dòng)時(shí)，截距曲線定義為50Ω負(fù)載，以便與射頻MMIC設(shè)備直接比較。該網(wǎng)絡(luò)將輸出端到負(fù)載的電壓擺幅衰減6dB。如果OPA642直接驅(qū)動(dòng)到高阻抗設(shè)備（例如ADC）的輸入端，則不會(huì)采用這種6dB的衰減。在這些條件下，截距至少增加6dBm。截距用于預(yù)測(cè)兩個(gè)相鄰頻率的互調(diào)雜散。如果兩個(gè)測(cè)試頻率f1和f2是根據(jù)平均頻率和δ頻率fO=（f1+f2）/2和∆f=| f2–f2 |/2規(guī)定的，則這兩個(gè)三階雜音將以fO±（3•∆f）出現(xiàn)。兩個(gè)相等的測(cè)試音調(diào)功率電平和這些互調(diào)雜散功率電平之間的差由2•（IM3–PO）給出，其中IM3是從典型性能曲線中提取的截距，PO是兩個(gè)緊密間隔的測(cè)試頻率之一在50Ω負(fù)載下的功率電平（dBm）。例如，在10MHz時(shí)，增益為+2的OPA642在匹配的50Ω負(fù)載下的截距為46dBm。如果兩個(gè)頻率的全包絡(luò)需要為2Vp-p，則要求每個(gè)音調(diào)為4dBm。三階互調(diào)雜散音調(diào)將低于測(cè)試音調(diào)功率電平（-80dBm）2•（46–4）=84dBc。如果同樣的2Vp-p雙音包絡(luò)線直接傳送到ADC的輸入端，而沒(méi)有匹配的損耗或50Ω網(wǎng)絡(luò)的負(fù)載，截距將增加到至少52dBm。在相同的信號(hào)和增益條件下，但現(xiàn)在直接在輕負(fù)載下行駛，雜散音調(diào)將至少比1Vp-p測(cè)試音調(diào)信號(hào)電平低2•（52–4）=96dBc。

噪聲性能

OPA642以低輸入噪聲項(xiàng)補(bǔ)充其超低諧波失真。輸入?yún)⒖茧妷涸肼暫蛢蓚€(gè)輸入?yún)⒖茧娏髟肼曧?xiàng)結(jié)合在一起，可在各種工作條件下產(chǎn)生較低的輸出噪聲。圖6顯示了包含所有噪聲項(xiàng)的運(yùn)算放大器噪聲分析模型。在這個(gè)模型中，所有的噪聲項(xiàng)都被認(rèn)為是以nV/√Hz或pA/√Hz表示的噪聲電壓或電流密度項(xiàng)。

總的輸出點(diǎn)噪聲電壓可以計(jì)算為輸出噪聲電壓貢獻(xiàn)項(xiàng)的平方根。這種計(jì)算方法是在輸出端疊加所有的噪聲功率，然后取平方根得到一個(gè)點(diǎn)噪聲電壓。方程式1顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，使用圖6所示的術(shù)語(yǔ)。

將該表達(dá)式除以噪聲增益（GN=1+RF/RG）將得到非逆變輸入下的等效輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓，如等式2所示。

對(duì)圖1所示OPA642電路的這兩個(gè)方程進(jìn)行評(píng)估，可得出總輸出點(diǎn)噪聲電壓為6.7nV/√Hz，等效輸入點(diǎn)噪聲電壓為3.35nV/√Hz。

窄帶通信系統(tǒng)通常關(guān)心放大器的噪聲系數(shù)。總輸入?yún)⒖茧妷涸肼暠磉_(dá)式（公式2）可用于計(jì)算噪聲系數(shù)。方程3顯示了這個(gè)噪聲系數(shù)表達(dá)式，使用式2的EN表示非反相配置，其中輸入端接電阻器RT已設(shè)置為與源阻抗匹配（如圖1所示）。

對(duì)圖1電路的方程式3進(jìn)行計(jì)算，得出噪聲系數(shù)=17.6dB。輸入變壓器耦合可用于降低該噪聲系數(shù)。寬帶脈沖變壓器可以提供一個(gè)無(wú)噪聲的電壓增益和一個(gè)更優(yōu)化的源阻抗，以最小化噪聲系數(shù)。圖7顯示了根據(jù)圖1的電路構(gòu)建的示例，其中變壓器匝數(shù)比已設(shè)置為最小噪聲系數(shù)的最接近整數(shù)。最佳匝數(shù)比的計(jì)算公式如下：

這一優(yōu)化很大程度上取決于所選的放大器和配置。

直流偏移控制

OPA642由于其高開(kāi)環(huán)增益、高共模抑制、高電源抑制以及低輸入偏移電壓和偏置電流偏移誤差，可提供優(yōu)異的直流信號(hào)精度。任何封裝類型的高級(jí)（B）版本提供小于1mV的輸入偏移電壓。為了充分利用這種低的輸入偏置電壓，還需要仔細(xì)注意輸入偏置電流的消除。OPA642的高速輸入級(jí)具有相對(duì)較高的輸入偏置電流（25μa典型輸入引腳），但兩個(gè)輸入電流之間的匹配非常接近，通常為100nA的輸入偏置電流。通過(guò)匹配兩個(gè)輸入端的源阻抗，可以大大降低總輸出偏移電壓。例如，向圖1的電路添加偏置電流消除的一種方法是將175Ω串聯(lián)電阻器插入50Ω端接電阻器的非逆變輸入端。當(dāng)輸入端阻抗為50Ω時(shí)，輸入端的阻抗將增加到50Ω。由于這現(xiàn)在等于反向輸入（RF | | RG）外的阻抗，電路將抵消輸出的偏置電流增益，只留下偏置電流乘以反饋電阻作為輸出端的殘余直流誤差項(xiàng)。使用402Ω反饋電阻器，該輸出誤差現(xiàn)在將小于3μa•402Ω=1.2mV。

有時(shí)需要微調(diào)輸出偏移零點(diǎn)或直流工作點(diǎn)調(diào)整。在運(yùn)算放大器電路中引入直流偏移控制有許多技術(shù)。這些技術(shù)中的大多數(shù)最終都會(huì)減少到通過(guò)反饋電阻設(shè)置直流電流。選擇一種技術(shù)的一個(gè)關(guān)鍵考慮因素是確保它對(duì)期望的信號(hào)路徑頻率響應(yīng)的影響最小。如果信號(hào)路徑打算是非反相的，則偏移控制最好作為反相求和信號(hào)應(yīng)用。如果信號(hào)路徑要反轉(zhuǎn)，可以考慮對(duì)非反轉(zhuǎn)輸入應(yīng)用偏移控制。對(duì)于直流耦合信號(hào)，在某些配置中，直流偏移信號(hào)可以設(shè)置直流電流回到必須考慮的源中。對(duì)反向運(yùn)算放大器輸入進(jìn)行調(diào)整也可以改變?cè)肼曉鲆婧皖l率響應(yīng)平坦度。圖8顯示了對(duì)信號(hào)頻率響應(yīng)影響最小的直流耦合信號(hào)路徑的偏移調(diào)整示例。在這種情況下，輸入被引入到一個(gè)逆變?cè)鲆骐娮杵鳎绷髡{(diào)節(jié)的附加電流加在逆變節(jié)點(diǎn)上。設(shè)置此電流的電阻網(wǎng)絡(luò)比信號(hào)通路電阻大得多。這將確保這種調(diào)整對(duì)環(huán)路增益和頻率響應(yīng)的影響最小。

熱分析

OPA642在大多數(shù)操作條件下不需要散熱。所需的最高結(jié)溫將設(shè)置如下所述的最大允許內(nèi)部功耗。在任何情況下，最高結(jié)溫不得超過(guò)175℃。

工作結(jié)溫度（TJ）由TA+PD•θJA給出。總內(nèi)部功耗（PD）是靜態(tài)功率（PDQ）和輸出級(jí)（PDL）中分配的用于傳輸負(fù)載的附加功率之和動(dòng)力。靜止功率就是指定的空載供電電流乘以整個(gè)部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號(hào)和負(fù)載，但對(duì)于接地電阻負(fù)載，當(dāng)輸出固定在等于1/2電源電壓的電壓時(shí)（對(duì)于相等的雙極電源），PDL將處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反饋網(wǎng)絡(luò)負(fù)載。

注意，決定內(nèi)部功耗的是輸出級(jí)的功率而不是負(fù)載。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA642N（SOT23-5封裝）計(jì)算最大TJ，該電路在最高規(guī)定環(huán)境溫度+85°C下運(yùn)行。PD=10V•26mA+5^2/（4•（100Ω| 804Ω））=330mW。最大TJ=+85°C+0.33W•150°C/W=135°C。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA642需要仔細(xì)注意板布局寄生和外部元件類型。優(yōu)化性能的建議包括：

a） 將信號(hào)輸入/輸出引腳的寄生電容降至最低。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定：在非換向輸入端，它會(huì)與源阻抗發(fā)生反應(yīng)，導(dǎo)致無(wú)意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號(hào)I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應(yīng)該打開(kāi)一個(gè)窗口。地面和動(dòng)力飛機(jī)應(yīng)該在飛機(jī)上的其他地方完好無(wú)損。

b） 將電源插腳與高頻0.1F去耦電容器之間的距離（<0.25“）減至最小。在設(shè)備引腳處，接地和電源平面布局不應(yīng)靠近信號(hào)輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。主電源連接（插腳4和7）應(yīng)始終與這些電容器斷開(kāi)連接。引腳5和8上的可選輸出級(jí)電源連接可用于稍微改善諧波失真和穩(wěn)定時(shí)間（對(duì)于8針?lè)庋b部件）。將0.1μF去耦電容器放在離這些引腳很近的地方，以提高性能。主電源引腳上還應(yīng)使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設(shè)備稍遠(yuǎn)的地方，并且可以在PC板的相同區(qū)域中的多個(gè)設(shè)備之間共享。

c） 仔細(xì)選擇和放置外部組件將保持OPA642的高頻性能。電阻器應(yīng)為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜和碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導(dǎo)線和PC板跟蹤長(zhǎng)度盡可能短。切勿在高頻應(yīng)用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對(duì)寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯(lián)輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網(wǎng)絡(luò)元件，如非轉(zhuǎn)換輸入端接電阻器，也應(yīng)放在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側(cè)的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過(guò)高的電阻值也會(huì)產(chǎn)生顯著的時(shí)間常數(shù)，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯(lián)時(shí)大約有0.2pF。對(duì)于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會(huì)在500MHz以下增加一個(gè)極和/或零，從而影響電路運(yùn)行。保持電阻值盡可能低，以符合負(fù)載驅(qū)動(dòng)的考慮。典型性能規(guī)范中使用的402Ω反饋是設(shè)計(jì)的良好起點(diǎn)。注意，對(duì)于單位增益跟隨器應(yīng)用，建議使用25Ω反饋電阻器，而不是直接短路。這有效地將反向輸入電容與輸出引腳隔離，否則會(huì)導(dǎo)致+1頻率響應(yīng)增益的輕微峰值。

d） 與板上其他寬帶設(shè)備的連接可以通過(guò)短的直接記錄道或通過(guò)板上傳輸線進(jìn)行。對(duì)于短連接，將跟蹤和到下一個(gè)設(shè)備的輸入視為集中電容負(fù)載。應(yīng)使用相對(duì)較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開(kāi)地面和動(dòng)力飛機(jī)。估計(jì)總電容性負(fù)載，并根據(jù)推薦的RS與電容性負(fù)載的曲線設(shè)置RS。低寄生電容性負(fù)載（<5pF）可能不需要RS，因?yàn)镺PA642名義上是補(bǔ)償?shù)模梢栽?pF寄生負(fù)載下工作。更高的寄生電容。當(dāng)信號(hào)增益增加（增加空載相位裕度）時(shí)，允許不帶RS的負(fù)載。如果需要較長(zhǎng)的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號(hào)損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術(shù)實(shí)現(xiàn)匹配阻抗傳輸線（請(qǐng)參閱有關(guān)微帶和帶狀線布局技術(shù)的ECL設(shè)計(jì)手冊(cè)）。50Ω的環(huán)境通常不需要在船上，事實(shí)上，更高的阻抗環(huán)境將改善失真，如失真與負(fù)載圖所示。根據(jù)電路板材料和跡線尺寸定義的特性板跡線阻抗，在目標(biāo)器件輸入端使用匹配的串聯(lián)電阻，從OPA642的輸出端進(jìn)入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯(lián)電阻和目標(biāo)設(shè)備輸入阻抗的并聯(lián)組合：這個(gè)總有效阻抗應(yīng)設(shè)置為與跟蹤阻抗匹配。多個(gè)目的地設(shè)備最好作為單獨(dú)的傳輸線來(lái)處理，每一個(gè)都有自己的串聯(lián)和并聯(lián)終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長(zhǎng)記錄道只能在源端串聯(lián)端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負(fù)載，并設(shè)置串聯(lián)電阻值，如RS與電容性負(fù)載的關(guān)系圖所示。這將無(wú)法保持信號(hào)完整性以及雙端接線路。如果目的設(shè)備的輸入阻抗較低，則由于串聯(lián)輸出形成的分壓器進(jìn)入終端阻抗，會(huì)有一些信號(hào)衰減。

e） 不建議將OPA642這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長(zhǎng)度和管腳間電容會(huì)產(chǎn)生非常麻煩的寄生網(wǎng)絡(luò)，幾乎不可能實(shí)現(xiàn)平滑、穩(wěn)定的頻率響應(yīng)。將OPA642焊接到電路板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產(chǎn)生良好的效果。

輸入和ESD保護(hù)

OPA642是建立在一個(gè)非常高速互補(bǔ)雙極工藝。由于這些非常小的幾何器件，內(nèi)部結(jié)擊穿電壓相對(duì)較低。這些細(xì)分反映在絕對(duì)最大評(píng)級(jí)表中。如圖9所示，所有設(shè)備引腳都由內(nèi)部ESD保護(hù)二極管保護(hù)電源。

這些二極管提供適度的保護(hù)，以輸入高于電源的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。保護(hù)二極管通常可支持30mA連續(xù)電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅(qū)動(dòng)至OPA642的系統(tǒng)中），應(yīng)在兩個(gè)輸入端添加限流串聯(lián)電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因?yàn)楦咧禃?huì)降低噪聲性能和頻率響應(yīng)。

高輸入過(guò)驅(qū)動(dòng)信號(hào)也會(huì)在+和–輸入之間造成顯著的電壓差。當(dāng)該電壓超過(guò)最大額定電壓±1.2V時(shí)，應(yīng)在兩個(gè)輸入端添加外部肖特基保護(hù)二極管。同樣，由這些二極管增加的電容會(huì)降低噪聲和交流性能，只應(yīng)在必要時(shí)使用。圖9顯示了OPA642的全功能輸入保護(hù)電路。這是圖1的電路，輸入端有附加的限制電阻，輸入端有肖特基鉗位二極管。選擇這些電阻值是為了限制噪聲和頻率響應(yīng)的退化，實(shí)現(xiàn)直流偏置電流抵消，并限制過(guò)驅(qū)動(dòng)條件下的電流。

設(shè)計(jì)工具

示范板

在使用OPA642的三種封裝風(fēng)格的電路性能的初始評(píng)估中，有幾個(gè)PC板可用。兩塊部分組裝的電路板可用于銷售，以支持DIP（P后綴）和SO-8（U后綴）包。這些電路板部分裝配了電源和I/O連接器，但沒(méi)有加載放大器或電阻網(wǎng)絡(luò)。兩塊板都配置為低失真，非反相放大器操作。從當(dāng)?shù)谺urrBrown經(jīng)銷商處訂購(gòu)以下零件號(hào)的電路板：

DEM-OPA64XP-N用于OPA642P和OPA642PB（8針DIP封裝）

DEM-OPA64XU-N適用于OPA642U和OPA642UB（8針SO封裝）

OPA642的SOT23-5封裝版本可以使用一個(gè)單獨(dú)的未填充板進(jìn)行評(píng)估，該板用于Burr Brown提供的許多SOT23-5封裝放大器。該委員會(huì)可從伯爾布朗文學(xué)部作為一個(gè)不受歡迎的董事會(huì)附于描述性文件。此板DEM-OPA6xxN可通過(guò)索取文獻(xiàn)編號(hào)MKT-348免費(fèi)獲得。

宏模型和應(yīng)用程序支持

在分析模擬電路和系統(tǒng)的性能時(shí)，使用SPICE對(duì)電路性能進(jìn)行計(jì)算機(jī)模擬是非常有用的。這對(duì)于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因?yàn)榧纳娙莺碗姼袝?huì)對(duì)電路性能產(chǎn)生重大影響。OPA642的SPICE模型可通過(guò)Burr Brown網(wǎng)頁(yè)獲得(http://www.burr-brown.com)或者是Burr Brown應(yīng)用部門(mén)的磁盤(pán)（1-800548-6132）。申請(qǐng)部門(mén)也可以通過(guò)這個(gè)號(hào)碼獲得設(shè)計(jì)幫助。這些模型可以很好地預(yù)測(cè)各種運(yùn)行條件下的小信號(hào)交流和瞬態(tài)性能。它們?cè)陬A(yù)測(cè)諧波失真或dG/dP特性方面做得不好。這些型號(hào)不試圖區(qū)分封裝類型在其小信號(hào)交流性能。

　　安芯科創(chuàng)是一家國(guó)內(nèi)芯片代理和國(guó)外品牌分銷的綜合服務(wù)商,公司提供芯片ic選型、藍(lán)牙WIFI模組、進(jìn)口芯片替換國(guó)產(chǎn)降成本等解決方案,可承接項(xiàng)目開(kāi)發(fā),以及元器件一站式采購(gòu)服務(wù),類型有運(yùn)放芯片、電源芯片、MO芯片、藍(lán)牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍(lán)牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關(guān)于元器件價(jià)格請(qǐng)咨詢?cè)诰€客服黃經(jīng)理：15382911663）

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