典型性能曲線：VS=+3V

除非另有說明，否則TA=25°C，G=+2，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2（見圖2）。

應用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA634和OPA635是單位增益穩定、非常高速的電壓反饋運算放大器，設計用于單電源操作（+3V到+10V）。輸入級支持輸入電壓低于地面，并在正電源的1.2V范圍內。互補共發射極輸出級提供一個輸出擺幅到30毫伏的地面和140毫伏的正電源。它們被補償，以提供穩定的運行范圍廣泛的電阻負載。OPA635的內部禁用電路設計用于在禁用時最小化電源電流。

圖1顯示了用于+5V規格和典型性能曲線的交流耦合+2增益配置。出于測試目的，輸入阻抗設置為50Ω，電阻器接地。規范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處測量。對于圖1中的電路，高頻輸出的總有效負載為150Ω| | 1500Ω。禁用管腳需要由低阻抗源驅動，例如CMOS逆變器。非逆變輸入端的1.50kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，使直流偏移最小化。

圖2顯示了用于+3V規格和典型性能曲線的直流耦合+2增益配置。出于測試目的，輸入阻抗設置為50Ω，電阻器接地。雖然不是嚴格意義上的“軌對軌”設計，但這些部件非常接近，同時保持了出色的性能。它們將在70MHz帶寬的單+3V電源上提供≈2.8Vp-p。輸入電平的374Ω和2.26kΩ電阻器會改變VIN，以便在VIN=0時，VOUT在允許的輸出電壓范圍內。有關驅動電容性負載的信息，請參見典型性能曲線。

單電源ADC轉換器接口

首頁顯示了一個直流耦合，單電源ADC（模數轉換器）驅動電路。許多系統現在都需要ADC及其驅動器的+3V供電能力。OPA635在這一苛刻的應用中提供了出色的性能。它的大輸入和輸出電壓范圍，低失真，支持轉換器，如圖中所示的ADS900。輸入電平轉換電路的設計使得VIN可以在0V和0.5V之間，同時為ADS900提供1V到2V的輸出電壓。OPA635和ADS900都具有相同極性的功率降低管腳，適用于需要節能的系統。

直流電平變換

圖3顯示了一個直流耦合的非逆變放大器，它將輸入電平向上移動，以適應所需的輸出電壓范圍。給定所需的信號增益（G），并且當VIN在其范圍的中心時，需要將VOUT量上移（∆VOUT），以下方程式給出了產生所需性能的電阻值。首先將R4設置在200Ω和1.5kΩ之間。

其中

確保VIN和VOUT保持在指定的輸入和輸出電壓范圍內。

首頁電路就是這種應用的一個很好的例子。當使用+3V電源時，它被設計為在0V和0.5V之間獲取VIN，并在1V和2V之間產生VOUT。這意味著G=2.00，且∆VOUT=1.50V–G•0.25V=1.00V。插入上述方程（R4=750Ω）得到：NG=2.33，R1=375Ω，R2=2.25kΩ，R3=563Ω。電阻器被改為最接近的標準值。

降低峰值的非逆變放大器

圖4顯示了一個非反相放大器，它可以降低低增益時的峰值。電阻器RC補償OPA634或OPA635以獲得更高的噪聲增益（NG），從而在不改變直流增益的情況下降低交流響應峰值（在G=+1時通常為5dB，無RC）。VIN必須是低阻抗源，例如運算放大器。電阻值較低，以減少噪音。同時使用RT和RF有助于最小化寄生阻抗的影響。

噪聲增益可計算如下：

單位增益緩沖器可以通過選擇RT=RF=20.0Ω和RC=40.2Ω（不要使用RG）來設計。噪聲增益為2，因此其響應與G=+2的特征曲線相似。將RC減小到20.0Ω將使噪聲增益增加到3，這通常提供平坦的頻率響應，但帶寬較小。

圖1中的電路可以重新設計，通過將噪聲增益增加到3來減少峰值。這是通過在運算放大器輸入之間增加RC=2.55kΩ來實現的。

設計工具

示范板

有兩塊PC板可用于在三種封裝樣式中使用OPA634和OPA635來幫助對電路性能進行初步評估。這些都是免費的，作為一個不受歡迎的個人電腦板提供的描述性文件。這些電路板的匯總信息見表一。

操作建議

優化電阻值

由于OPA634和OPA635是電壓反饋運算放大器，反饋和增益設置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動態范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設置的。對于非反相單位增益跟隨器應用，反饋連接應采用20Ω電阻器，而不是直接短路（參見圖4，RG=∞）。這將隔離反向輸入電容和輸出引腳，并改善頻率響應平坦度。當反饋電阻小于1.5kΩ時，附加的反饋電阻會降低1.5kΩ的網絡性能。超過1.5kΩ時，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會導致放大器響應的非故意頻帶限制。

一個好的經驗法則是將RF和RG的并聯組合（圖1）設定為小于約400Ω。組合阻抗RF | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網絡中放置一個額外的極點，從而在正向中設置零回答。假設一個3pF寄生在反轉節點上，保持射頻RG<400Ω將使磁極保持在130MHz以上。就其本身而言，這個約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個kΩ。只要射頻形成的磁極和平行出現的任何寄生電容不在感興趣的頻率范圍內，這是可以接受的。

帶寬與增益：非反轉操作

隨著信號增益的增加，電壓反饋運放的閉環帶寬逐漸減小。理論上，這種關系用規范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，GBP除以非反轉信號增益（也稱為噪聲增益，或NG）將預測閉環帶寬。實際上，這只在相位裕度接近90°時成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子）時，大多數放大器將表現出較低相位裕度的復雜響應。對OPA634和OPA635進行了補償，使其在非反相增益為2的情況下產生輕微峰值響應（圖1）。這導致了150MHz的典型+2帶寬增益，遠遠超過了用140MHz GBP除以2預測的增益。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預測值（GBP/NG）。當增益為+10時，典型規范中顯示的16MHz帶寬接近使用簡單公式和典型GBP預測的帶寬。

與+5V電源相比，OPA634和OPA635在+3V單電源操作下顯示出最小的帶寬縮減。這是因為當電源引腳之間的總電源電壓改變時，內部偏置控制電路保持幾乎恒定的靜態電流。

反轉放大器操作

由于OPA634和OPA635是通用的寬帶電壓反饋運算放大器，所有熟悉的運算放大器應用電路都可供設計者使用。圖5顯示了一個典型的逆變配置，圖1中的輸入/輸出阻抗和信號增益保留在逆變電路配置中。反轉操作是一個更常見的要求，并提供了幾個性能優勢。反轉結構顯示出改進的轉換速率和距離。它還允許輸入偏向于VS/2，沒有任何凈空問題。輸出電壓可以獨立地移動到輸出電壓范圍內與耦合電容，或偏置調整電阻。

在反向配置中，必須注意三個關鍵的設計考慮因素。首先，增益電阻（RG）成為信號通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當信號通過電纜、雙絞線、長PC板跡線或其他傳輸線導體耦合時，這是有益的），可以將RG設置為所需的終端值，并調整RF以獲得所需的增益。這是最簡單的方法，可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值會對放大器輸出產生重要的負載。對于2的反向增益，將RG設置為50Ω以進行輸入匹配，無需RM，但需要100Ω反饋電阻器。這有一個有趣的優點，即對于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上述非逆變電路相同。但是，現在放大器輸出將看到100Ω反饋電阻器與外部負載并聯。通常，反饋電阻應限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內。在這種情況下，最好增加RF和RG值，如圖5所示，然后用第三個電阻（RM）接地來實現輸入匹配阻抗。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯組合。

上一段提到的第二個主要考慮因素是信號源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，從而影響帶寬。對于圖5中的示例，RM值與外部50Ω源阻抗（在高頻下）并行組合，產生50Ω| | 576Ω=26.8Ω的有效驅動阻抗。該阻抗與RG串聯，用于計算噪聲增益。圖5的結果是2.87，而如果如上所述可以消除RM，則只有2.87。因此，圖5中增益為-2的電路（NG=+2.87）的帶寬將低于圖1中增益為+2電路的帶寬。

逆變放大器設計中的第三個重要考慮因素是在非逆變輸入端（RT=750Ω的并聯組合）設置偏置電流消除電阻器。如果將該電阻設置為從逆變節點向外看的總直流電阻，則由輸入偏置電流引起的輸出直流誤差將減小為（輸入偏移電流）乘以RF。當直流閉鎖電容器與RG串聯時，圖5所示的反向模式下的直流電源阻抗僅為RF=750Ω。為了減少電阻和電源饋線引入的額外高頻噪聲，RT被一個電容器旁路。只要RT<400Ω，其噪聲貢獻就最小。作為最低要求，OPA634和OPA635需要一個50Ω的RT值來抑制寄生誘發的峰值-非反相輸入上的直接對地短路會導致輸入級出現非常高頻率的不穩定。

輸出電流和電壓

OPA634和OPA635提供了出色的輸出電壓能力。在+25°C的空載條件下，輸出電壓與任一供電軌之間的波動通常小于140mV；保證的過溫擺動在任一供電軌的300mV范圍內（VS=+5V）。

最低規定的輸出電壓和電流規格通過最壞情況下的模擬設定在最冷的溫度極限。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到保證表中所示的數值。當輸出晶體管提供功率時，它們的結溫會升高，降低它們的VBE（增加可用輸出電壓擺幅）和增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩態運行中，由于輸出級結溫將高于規定的最低工作環境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規范中所示的值。

為保持最大輸出級線性度，不提供輸出短路保護。這通常不會是個問題，因為大多數應用在輸出端包括一個串聯匹配電阻器，如果該電阻器的輸出端對地短路，它將限制內部功耗。然而，在大多數情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳（8引腳封裝）上會損壞放大器。如果需要額外的短路保護，考慮電源線中的一個小串聯電阻器。這將在重輸出負載下，減小可用輸出電壓擺動。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是ADC的輸入，包括額外的外部電容，這可能被推薦用于改善ADC的線性度。像OPA634和OPA635這樣的高速、高開環增益放大器，當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，其穩定性和閉環響應峰值非常容易降低。當主要考慮的是頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋環隔離開。

典型的性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA634和OPA635的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個設備的連接很容易超過此值。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（見電路板布局指南部分）。

設置RS電阻器的標準是負載處的最大帶寬、平坦頻率響應。當增益為+2時，輸出引腳處的頻率響應在沒有電容性負載的情況下已經稍微達到峰值，需要相對較高的RS值來平坦負載下的響應。增加噪聲增益也會減少峰值（見圖4）。

失真性能

OPA634和OPA635在150Ω負載下具有良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在更輕的負載和/或在單+3V電源上運行提供了卓越的性能。一般來說，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將主導失真，而三次諧波分量可以忽略不計。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。請記住，總負載包括反饋網絡；在非反向配置（圖1）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只需將RF與實際載荷。

噪聲性能

高轉換率，單位增益穩定，電壓反饋運算放大器通常以較高的轉換率為代價輸入噪聲電壓。然而，OPA634和OPA635的5.6nV/√Hz輸入電壓噪聲遠低于同類放大器。輸入參考電壓噪聲，兩個輸入參考電流噪聲項（2.8pA/√Hz），在各種工作條件下都能提供低輸出噪聲。圖6顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程1顯示了使用圖6中所示術語的輸出噪聲電壓的一般形式：

將該表達式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到非逆變輸入處的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式2所示：

對圖1所示電路和元件值的這兩個方程進行評估，將得到12.5nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和6.3nV/√Hz的總等效輸入點噪聲電壓。這包括由電阻器增加的噪聲。這個總輸入是指點噪聲僅就運算放大器的電壓噪聲而言，電壓不高于5.6nV/√Hz的規格。只要在每個運算放大器輸入端出現的阻抗限制在先前建議的最大值400Ω，并且輸入衰減很低，就會出現這種情況。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運算放大器的平衡輸入級允許在各種應用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產品相比，OPA634和OPA635的電源電流微調提供了更嚴格的控制。盡管高速輸入級確實需要相對較高的輸入偏置電流（通常每個輸入端子25μA），但是它們之間的緊密匹配可以是用于減小由該電流引起的輸出直流誤差。這是通過匹配出現在兩個輸入端的直流源電阻來實現的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規格，評估圖1的配置（其具有匹配的直流輸入電阻），得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于：（NG=直流條件下的非逆變信號增益）

通常需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術。這些技術大多是基于直流電流反饋的。在選擇偏移微調方法時，一個關鍵考慮因素是對期望信號路徑頻率響應的影響。如果信號路徑是為了避免與信號源的相互作用，偏移控制最好作為一個反向求和信號應用。如果信號路徑要反轉，可以考慮對非反轉輸入應用偏移控制。通過比信號通路電阻大得多的電阻值將直流偏置電流引入逆變輸入節點。這將確保調節電路對環路增益和頻率響應的影響最小。

禁用操作

OPA635提供了一個禁用特性，可用于降低系統功率或實現簡單的信道復用操作。要禁用，控制引腳必須斷言為高。圖7顯示了禁用控制功能的簡化內部電路。

在正常運行中，通過50kΩ電阻器向Q1提供基極電流。

禁用操作中的一個關鍵參數是切換到禁用模式時的輸出故障。

DIS控制線的過渡邊速率（dv/dt）將影響該故障。將一個簡單的RC濾波器從高速邏輯線路添加到DIS管腳將減少故障。如果使用極快轉換邏輯，1kΩ串聯電阻器將僅使用DIS引腳上的寄生輸入電容提供足夠的帶寬限制，同時仍然確保足夠的邏輯電平擺動。

熱分析

最大期望結溫將設置允許的最大內部功耗，如下所述。在任何情況下，最高結溫不得超過175℃。

工作結溫度（TJ）由TA+PD•θJA給出是的，那個總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和，以提供負載功率。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號和負載，但對于連接到中間電源（VS/2）的電阻負載，當輸出固定在等于VS/4或3VS/4的電壓時，PDL將處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（16•RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率，而不是負載。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA635（SOT23-6封裝）計算最大TJ，該電路在最高規定環境溫度+85°C下運行，并在中等供電條件下驅動150Ω負載。

盡管這仍遠低于規定的最高結溫，但出于系統可靠性考慮，可能需要較低的保證結溫。如果負載要求在高輸出電壓下將電流強制輸入輸出，或者在低輸出電壓下從輸出端獲得電流，則可能出現最高的內部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個大的內部電壓降。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA634和OPA635需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a）寄生電容最小化所有信號輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b）縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。每個電源連接應始終與其中一個電容器斷開連接。兩個電源之間的可選電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）將改善2ndharmonic失真性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c）仔細選擇和放置外部元件將保持高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面安裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜或碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板痕跡盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡元件，如非反向輸入端接電阻器，也應放置在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。良好的軸向金屬膜或表面安裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會在500MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路運行。保持電阻值盡可能低，以符合負載驅動的考慮。典型性能規范中使用的750Ω反饋是設計的良好起點

d）與其他寬帶設備的連接板上可采用短的直接跡線或通過板上傳輸線。下一步考慮電容性負載為集總負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載，并根據典型性能曲線“推薦RS vs電容性負載”設置RS。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA634和OPA635名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。當信號增益增加（增加空載相位裕度）時，如果需要較長的跡線，并且雙端傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則允許無RS的更高寄生電容負載，使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱微帶線和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載圖所示。在定義了特性電路板跟蹤阻抗（基于電路板材料和跡線尺寸）的情況下，使用從OPA634和OPA635的輸出到跟蹤中的匹配串聯電阻，以及在目標設備輸入端使用端接分流電阻器。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合；應設置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并按照典型性能曲線“推薦的RS vs電容性負載”設置串聯電阻值。這將無法保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e）不建議套接高速零件。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA634和OPA635焊接到板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產生良好的效果。

輸入和ESD保護

OPA634和OPA635是使用非常高速的互補雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。所有的設備引腳都用內部的ESD保護二極管保護電源，如圖8所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅動至OPA634和OPA635的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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