特征

●低噪聲：2.3nV/√Hz

●低差分增益/相位誤差

●高輸出電流：150mA

●快速沉降：25ns（0.01%）

●增益帶寬：500MHz

●增益穩定：≥2V/V

●低偏移電壓：±100μV

●轉換速率：500V/μs

●8針DIP，SOIC封裝

應用

●低噪聲前置放大器

●低噪聲差分放大器

●高分辨率視頻

●線路司機

●高速信號處理

●ADC/DAC緩沖器

●超聲波

●脈沖/射頻放大器

●有源濾波器

說明

OPA621是一款精密的寬帶單片運算放大器，具有非常快的穩定時間、低的差分增益和相位誤差以及高輸出電流驅動能力。

OPA621在±2V/V或更高增益下穩定。由于其“經典”運算放大器電路結構，該放大器具有非常低的偏移量、完全對稱的差分輸入。與“電流反饋”放大器設計不同，OPA621可用于所有需要高速和精度的運算放大器應用中。

低噪聲、低失真、寬帶寬、高線性度使該放大器適用于射頻和視頻應用。短路保護由內部限流電路提供。

OPA621有DIP和SO-8封裝。

典型性能曲線

除非另有說明，否則VCC=±5VDC，RL=100Ω，TA=+25°C。

應用程序信息

性能討論

OPA621提供了以前在單片形式下無法達到的速度和精度。與電流反饋放大器不同，OPA621的設計采用了“經典”運算放大器架構，因此可用于所有傳統運算放大器應用。雖然電流反饋放大器確實可以在更高的增益下提供更寬的帶寬，但它們有許多缺點。電流反饋放大器的不對稱輸入特性（即一個輸入為低阻抗）使其無法用于各種應用。此外，不平衡輸入使得輸入偏置電流誤差難以校正。由于輸入偏置電流是不相關的，通過匹配逆變和非逆變輸入電阻來消除偏置電流是不可能的。電流噪聲也是不對稱的，通常在逆變輸入時明顯較高。也許最重要的是，由于內部設計權衡，0.01%的穩定時間通常非常差。許多電流反饋設計顯示，即使0.1%的穩定時間是合理的，但在超過10微秒的時間內，穩定時間達到0.01%。這種放大器完全不適合快速穩定的12位應用。

OPA621的“經典”運算放大器架構采用真正的差分和完全對稱的輸入來消除這些麻煩的問題。所有傳統的電路配置和運算放大器理論都適用于OPA621。低漂移薄膜電阻的使用使得內部工作電流可以在晶片級進行激光微調，以優化交流性能，如帶寬和穩定時間，以及直流參數，如輸入偏移電壓和漂移。其結果是一個寬帶、高頻單片運算放大器，增益帶寬積為500MHz，0.01%的穩定時間為25ns，輸入偏置電壓為200μV。

接線注意事項

最大限度地提高OPA621的性能需要一些布線預防措施和高頻布局技術。振蕩、振鈴、低帶寬和穩定、增益峰值和不穩定是困擾所有高速放大器使用不當的典型問題。一般來說，所有印刷電路板的導體都應該很寬，以提供低電阻、低阻抗的信號路徑。它們也應該盡可能短。整個物理電路應盡可能小。雜散電容應最小化，尤其是在高阻抗節點，如放大器的輸入端。從輸出或電源到輸入的雜散信號耦合應最小化。所有電路元件引線的長度不應超過1/4英寸（6mm），以減小引線電感，并應使用低電阻值。這將使電路電容形成的時間常數最小化，并消除雜散、寄生電路。

與所有高頻電路一樣，接地是OPA621最重要的應用考慮因素。如果不使用良好的接地技術，頻率為500MHz及以上的振動很容易發生。重型接地板（建議使用2盎司銅）連接部件側的所有未使用區域。良好的接地層可以減少雜散信號的拾取，為信號和電源提供低電阻、低電感的公共回流路徑，并且可以通過對流將有源電路封裝管腳的熱量傳導到環境空氣中。

電源旁路非常重要，必須始終使用，尤其是在驅動大電流負載時。兩條電源線都應繞過接地，盡可能靠近放大器引腳。建議使用極短引線的鉭電容器（1μF至10μF）。應在電源引腳處添加平行的0.1μF陶瓷。表面貼裝旁路電容器將產生良好的結果，因為他們的低鉛電感。此外，抑制濾波器可用于隔離噪聲供電線路。適當的旁路和無調制電源線允許全放大器輸出和最佳的穩定時間性能。

要記住的要點

1）不要使用點對點接線，因為接線電感的增加會對交流性能不利。但是，如果必須使用，則需要非常短的直接信號路徑。輸入信號接地回路、負載接地回路和電源公共線都應連接到同一物理點，以消除可能導致不必要反饋的接地回路。

2）良好的組件選擇至關重要。在關鍵位置使用的電容器應為低電感型，具有高質量的介電材料。同樣，在關鍵位置使用的二極管應為肖特基勢壘型，如用于快速恢復和最小電荷存儲的HP50822835。普通二極管不適用于射頻電路。

3）盡可能不使用插座將OPA621直接焊接到PC板上。插座會增加寄生電容和電感，這會嚴重降低交流性能或產生振蕩。如果必須使用插座，請考慮使用零剖面無焊插座，如Augat零件號8134-HC-5P2。或者，靠近放大器引腳的Teflon®定位器可用于安裝反饋元件。

4）反饋網絡中使用的電阻值應為幾百歐姆，以獲得最佳性能。并聯電容問題將可接受的電阻范圍限制在高端約1kΩ，而在低端限制在放大器的輸出驅動限制范圍內。金屬薄膜和碳電阻是令人滿意的，但線繞電阻器（甚至是“無感”型）在高頻電路中是絕對不可接受的。

5）表面貼裝元件（片式電阻器、電容器等）的引線電感較低，因此很強推薦。使用所有帶OPA621AU（SO-8封裝）的表面安裝元件的電路將提供最佳的交流性能。so8的寄生封裝電感和電容均低于Cerdip和8引線塑料DIP。

6）避免輸出過載。請記住，輸出電流必須由放大器提供，以驅動其自身的反饋網絡以及驅動其負載。高阻抗負載可實現最低失真。

7）別忘了這些放大器使用±5V電源。盡管它們在+5V和-5.2V下運行良好，但使用±15V電源會損壞零件。

8）標準的商業測試設備還沒有被設計用于OPA621速度范圍內的測試設備。臺式運算放大器測試儀和ATE系統需要一個特殊的測試頭來成功測試這些放大器。

9）終止傳輸線負載。未端接的線路，如同軸電纜，對放大器來說可能是電容性或感性負載。通過用其特性阻抗端接一條傳輸線，放大器的負載就顯得純粹是電阻。

10）插入式原型板和繞線板將不令人滿意。一個干凈的布局使用射頻技術是必要的；沒有捷徑。

偏移電壓調整

OPA621的輸入偏置電壓是激光微調的，對于大多數應用來說不需要進一步調整。但是，如果需要額外的調整，圖1中的電路可以在不降低偏移隨溫度變化的情況下使用。任何時候都可以避免外部的噪聲，因為這樣的外部電源調整可以避免外部噪聲。記住，額外的偏移誤差可以由放大器的輸入偏置電流產生。盡可能匹配兩個輸入的阻抗，如R3所示。這將減少放大器偏移電流的輸入偏置電流誤差，通常只有0.2μA。

輸入保護

對于MOSFET器件來說，靜電損傷已經得到了很好的認識，但是任何半導體器件都應該受到這種潛在破壞源的保護。OPA621集成了片內ESD保護二極管，如圖2所示。這就不需要用戶添加外部保護二極管，這會增加電容并降低交流性能。

OPA621上的所有管腳通過一對背靠背反向偏置二極管對任一電源進行內部保護，以防靜電放電。當輸入電壓超過任一電源約0.7V時，這些二極管將開始導通。當信號源仍然存在時，放大器的電源可能會發生這種情況。二極管通常可以承受30mA的連續電流而不會損壞。然而，為了確保長期的可靠性，二極管的電流應該盡可能地限制在10mA左右。

內部保護二極管的設計可承受2.5kV（使用人體模型），并將為大多數正常操作程序提供足夠的ESD保護。然而，靜態損壞可能會導致放大器輸入特性的細微變化，而不一定會損壞設備。在精密運算放大器中，這可能會導致偏移電壓和漂移的顯著降低。因此，在處理OPA621時，強烈建議采取防靜電措施。

輸出驅動能力

OPA621的設計使用了大的輸出設備，并且已經過優化以驅動50Ω和75Ω的電阻負載。該裝置可以輕松地將6Vp-p驅動到50Ω的負載中。這種高輸出驅動能力使OPA621成為廣泛射頻、中頻和視頻應用的理想選擇。在許多情況下，不需要額外的緩沖放大器。

內部限流電路在25°C時將輸出電流限制在約150毫安。這可防止因意外短路而造成的破壞，并且無需外部限流電路。雖然該設備可以承受任何電源的瞬時短路，但不建議使用。

許多要求很高的高速應用，如ADC/DAC緩沖器，需要具有低寬帶輸出阻抗的運算放大器。例如，當驅動flash A/D轉換器輸入端的信號相關電容時，低輸出阻抗是必不可少的。如圖3所示，OPA621在頻率上保持非常低的閉環輸出阻抗。閉環輸出阻抗隨頻率而增加，因為環路增益隨頻率降低。

熱因素

OPA621在大多數環境下都不需要散熱器。然而，使用散熱片將減少內部熱升，并將導致更冷、更可靠的運行。在極端溫度和滿載條件下，需要散熱器。見“最大功耗”曲線，圖4。

內部功耗由公式PD=PDQ+PDL給出，其中PDQ為靜態功耗，PDL為輸出級因負載而產生的功耗。（對于±VCC=±5V，PDQ=10V x 28mA=280mW，最大值）。對于放大器以直流電壓（±VOUT）驅動接地負載（RL）的情況，PDL的最大值出現在±VOUT=±VCC/2處，并且等于PDL，max=（±VCC）2/4RL。注意，決定輸出級功耗的是輸出晶體管上的電壓，而不是負載。

當輸出對地短路時，PDL=5V x 150mA=750mW。因此，PD=280mW+750mW=1W。請注意，短路條件代表可產生的最大內部功耗。因此，“最大功耗”曲線從1W開始，并根據175°C的最高結溫和每個封裝的結對環境的熱阻θJA進行降額。短路電流隨溫度的變化如圖5所示。

電容性負載

OPA621的輸出級經過優化，可驅動低至50Ω的電阻負載。然而，電容性負載會降低放大器的相位裕度，這可能會導致高頻峰值或振蕩。大于15pF的電容性負載應通過連接一個小電阻（通常為5Ω到25Ω）與圖6所示的輸出串聯來緩沖。這在驅動高電容負載（如閃存A/D轉換器）時尤為重要。

一般來說，電容性負載應最小化，以獲得最佳的高頻性能。如果電纜端接正確，可以驅動同軸電纜。同軸電纜或傳輸線在其特性阻抗內端接時，同軸電纜的電容（RG-58為29pF/英尺）不會加載放大器。

補償

OPA621在反轉增益≥-2V/V和非反轉增益≥+2V/V時穩定。兩種配置的相位裕度約為50°。應該避免統一的反轉和非反轉收益。+2V/V和-2V/V的最小穩定增益是對環路穩定性要求最高的電路配置，在這些增益中最有可能發生振蕩。如果可能，在噪聲增益大于3的情況下使用該器件，以提高相位裕度并降低對振蕩的敏感性。（請注意，從穩定性的角度來看，-2V/V的反向增益相當于3的噪聲增益。）其他增益的增益和相位響應如典型性能曲線所示。

OPA621在良好布局下的高頻響應與高增益電路的頻率平坦。然而，使用大反饋電阻的低增益電路和配置可以產生高頻增益峰值。這種峰值可以通過連接一個小電容器與反饋電阻并聯來最小化。該電容器補償由放大器的輸入電容（通常在PC板安裝后為2pF）和輸入和反饋電阻器形成的時間常數而產生的閉環、高頻、傳遞函數零點。所選擇的補償電容器可以是微調器、固定電容器或計劃的PC板電容器。電容值與電路布局和閉環增益密切相關。使用小電阻值將保持相位裕度，并通過保持零的斷開頻率足夠高來避免峰值。當需要高的閉環增益時，建議使用三電阻衰減器（tee網絡），以避免使用時間常數較大的大值電阻。

沉降時間

穩定時間是指從輸入信號階躍到輸出在最終值周圍的指定誤差范圍內所需的總時間。這個誤差帶表示為輸出轉換值的百分比，2V步長。因此，穩定時間為0.01%要求誤差帶為±200μV，中心為2V的最終值。

在2倍的反向增益中規定的穩定時間，2V階躍僅在25ns到0.01%之間發生，使OPA621成為商用最快的單片放大器之一。如典型性能曲線所述，隨著閉環增益和輸出電壓的變化，穩定時間增加。保持穩定時間需要對“布線注意事項”中提到的細節給予嚴格的注意。放大器也可以從輸入過載中快速恢復。從50%過載到線性運行的過載恢復時間通常只有30ns。

實際上，在OPA621上測量沉降時間是非常困難的。除了設備最好的實驗室，精確的測量幾乎是不可能的。除此之外，還需要一個快速的平頂發生器和高速示波器。不幸的是，快速平頂發電機，在足夠的時間內可以穩定到0.01%，但卻很稀缺，而且價格昂貴。然而，快速示波器更常見。為了獲得最佳結果，建議使用取樣示波器。采樣范圍通常具有大于1GHz的帶寬和非常低的電容輸入。它們還表現出更快的穩定時間，以響應信號，往往會過載一個實時示波器。

圖7顯示了用于測量OPA621的穩定時間的測試電路。該方法使用16位采樣示波器來監測輸入和輸出脈沖。這些波形由采樣范圍捕獲，平均，然后在軟件中互相減去，產生誤差信號。這種技術消除了對傳統的“假和結”的需要，這種結增加了額外的寄生電容。請注意，該技術使用示波器的內置校準源作為輸入信號，而不是附加的平頂發生器。

微分增益和相位

差分增益（DG）和差分相位（DP）是視頻應用中比較重要的指標之一。DG被定義為閉環增益在輸出電壓水平上的變化百分比。DP被定義為在相同的輸出電壓變化中閉環相位的變化。DG和DP都規定在3.58MHz的NTSC子載波頻率下。DG和DP隨著閉環增益和輸出電壓的變化而增加，如典型性能曲線所示。所有測量均使用Tektronix型號VM700視頻測量裝置進行。

扭曲

OPA621在50Ω負載下的諧波失真特性與頻率和功率輸出的關系在典型的性能曲線中顯示。如圖8所示，通過增加負載電阻可以進一步改善失真。在計算放大器看到的有效負載電阻時，請記住包括反饋電阻的貢獻。

雙音三階互調失真（IM）是許多射頻放大器應用中的一個重要參數。圖9顯示了OPA621的雙音、三階IM截距與頻率的關系。對于這些測量，音調間隔為1MHz。該曲線對于確定作為頻率、負載電阻和增益函數的三階IM產品的大小特別有用。例如，假設應用程序要求OPA621以+2V/V的增益工作，并以10MHz的頻率將2Vp-p（每個音調4dBm）驅動到50Ω。參考圖9，我們發現截距點是+47dBm。三階IM乘積的大小現在可以很容易地從表達式中計算出來：

其中：OPI3P=三階輸出截距，dBm；PO=輸出電平/音調，dBm/音調；三階IMD=每個輸出音調下的三階互調比，dB。

在這種情況下，OPI3P=47dBm，PO=4dBm，第三階IMD=2（47-4）=86dB，低于任一4dBm音調。OPA621的低IMD使其成為各種射頻信號處理應用的絕佳選擇。

噪聲系數

OPA621的電壓和電流噪聲頻譜密度在典型性能曲線中有規定。然而，對于射頻應用，噪聲系數（NF）通常是首選的噪聲規范，因為它允許系統噪聲性能更容易計算。圖10顯示了OPA621的噪聲系數與源電阻的關系。

香料模型

在分析模擬電路和系統的性能時，使用SPICE的計算機模擬通常很有用。這對于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因為寄生電容和電感會對電路性能產生重大影響。使用MicroSim公司的PSpice的SPICE模型可用于OPA621。

可靠性數據

對OPA621進行了廣泛的可靠性測試。使用最高工作溫度下的加速壽命試驗（2000小時）計算環境溫度為25°C時的MTTF。這些試驗結果得出的MTTF為：DIP=5.02E+7小時，SO-8=2.94E+7小時。還進行了其他測試，如PCT。可靠性報告可根據要求提供每個包選項。

環境（Q）篩選

半導體器件的固有可靠性是由器件的設計、材料和制造所控制的，不能通過測試來提高。然而，環境篩選的使用可以通過應用精心選擇的加速應激水平，消除大多數在生命早期（嬰兒死亡率）就會失效的單元。Burr Brown“Q-Screening”為我們的標準工業產品提供環境篩選，從而提高可靠性。下表所示的篩選圖按照與MIL-STD-883相似的選定水平進行。

示范板

演示板可用于加速原型制作。可使用DEM  OPA65XP板評估8針浸漬包裝件，而使用DEM-OPA65XU板評估SO-8封裝件。這兩塊電路板都是從您當地的經銷商處部分組裝而成的（不包括外部電阻或放大器）。

應用

　　安芯科創是一家國內芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產降成本等解決方案,可承接項目開發,以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經理：15382911663）

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