特征

●帶寬：350MHz-8p-ic/" title="350MHz-8P">350MHz-8P

●高輸出電流：±70mA

●轉(zhuǎn)換速率：2100V/μs，5Vp-p

●差分增益/相位：0.12%/0.05°

●低靜態(tài)電流：±4mA

●低輸入偏置電流：1.2μA

●上升時(shí)間：1.9ns，5Vp-p

●沉降時(shí)間：9ns，0.1%

應(yīng)用

●廣播/高清電視設(shè)備

●高速數(shù)字通信

●脈沖/射頻放大器

●高速模擬信號(hào)處理

●線路驅(qū)動(dòng)（50Ω，75Ω）

●配電放大器

●CRT輸出級(jí)驅(qū)動(dòng)器

●有源濾波器

說明

OPA623是一款電流反饋運(yùn)算放大器，專為高分辨率視頻、射頻和中頻電路以及通信設(shè)備等精密寬帶系統(tǒng)而設(shè)計(jì)。

新的電路設(shè)計(jì)，加上復(fù)雜的雙極工藝，在單片集成電路技術(shù)中實(shí)現(xiàn)了明顯無法達(dá)到的性能。

電流反饋運(yùn)放經(jīng)過優(yōu)化，具有寬頻帶、良好的脈沖響應(yīng)、增益平坦度、低失真以及在±4mA的低靜態(tài)電流下工作。

它在2.8Vp-p輸出電壓下提供350MHz的大信號(hào)帶寬，以及2100V/μs的轉(zhuǎn)換速率。在30MHz帶寬上0.05dB的增益平坦度使其適合于HDTV設(shè)計(jì)。運(yùn)算放大器的另一個(gè)特點(diǎn)是其高輸出電流±70mA，使其能夠在視頻路由器、分配放大器、模擬和數(shù)字通信設(shè)備中將放大器用作線路驅(qū)動(dòng)器時(shí)驅(qū)動(dòng)兩條后端接75Ω電纜。

OPA623的供電電壓為±5V，專為擴(kuò)展的工業(yè)溫度范圍（–40°C至+85°C）而設(shè)計(jì)，并提供塑料SO-8和8針?biāo)芰辖n包。

引腳配置

輸入保護(hù)

對(duì)于MOSFET器件來說，防止靜電損傷的必要性早已被人們所認(rèn)識(shí)，但是所有的半導(dǎo)體器件都應(yīng)該受到這種潛在的破壞源的保護(hù)。OPA623集成了片內(nèi)ESD保護(hù)二極管，如圖1所示。這些二極管不需要外部保護(hù)二極管，這會(huì)增加電容并降低交流性能。

如圖所示，OPA623的所有輸入引腳都通過一對(duì)背靠背的反向偏置二極管對(duì)任一電源進(jìn)行內(nèi)部保護(hù)，以防靜電放電。當(dāng)輸入電壓超過任一電源約0.7V時(shí)，這些二極管開始導(dǎo)通。當(dāng)信號(hào)源仍然存在時(shí)，放大器失去電源時(shí)，就會(huì)發(fā)生這種情況。二極管通常可以承受30mA的連續(xù)電流而不會(huì)損壞。然而，為了確保長(zhǎng)期可靠性，二極管電流應(yīng)盡可能從外部限制在10mA左右。

內(nèi)部保護(hù)二極管的設(shè)計(jì)可承受2.5kV（使用人體模型），并將為大多數(shù)正常操作程序提供足夠的ESD保護(hù)。然而，靜態(tài)損壞可能會(huì)導(dǎo)致放大器輸入特性的細(xì)微變化，而不一定會(huì)損壞設(shè)備。在精密放大器中，這種變化會(huì)顯著降低偏移和漂移。因此，在處理OPA623時(shí)，強(qiáng)烈建議采取防靜電措施。

典型性能曲線

VCC=±5VDC，RL=100Ω，IQ=±4mA，RIN=150Ω，TAMB=+25°C，除非另有說明。

性能討論

OPA623需要非常低的靜態(tài)功率，通過使用電流反饋拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)了其卓越的交流性能。這種寬帶單片運(yùn)算放大器是為高達(dá)20V/V的增益應(yīng)用而設(shè)計(jì)的，在這里功率和成本是首要考慮的問題。

在±5V電源下工作，OPA623僅消耗40mW，但在VOUT=2.8Vp-p和2100V/μs轉(zhuǎn)換率下保持350MHz的大信號(hào)帶寬。得益于電流反饋結(jié)構(gòu)，OPA623提供了穩(wěn)定的運(yùn)行，無需補(bǔ)償電容，即使在單位增益。

OPA623在4.43MHz下具有0.12%和0.05°的低差分增益和相位誤差，滿足大容量廣播和HDTV應(yīng)用的性能和成本要求。

OPA623的大信號(hào)帶寬、高轉(zhuǎn)換率、出色的脈沖響應(yīng)和高驅(qū)動(dòng)能力非常適合于寬帶RGB視頻應(yīng)用、RF儀器，甚至高速數(shù)字通信系統(tǒng)。

對(duì)于大多數(shù)電路配置，OPA623電流反饋運(yùn)算放大器可以像傳統(tǒng)運(yùn)算放大器一樣對(duì)待。與電壓反饋運(yùn)算放大器一樣，與逆變輸入相連的反饋網(wǎng)絡(luò)控制閉環(huán)增益。但是對(duì)于電流反饋運(yùn)算放大器，反饋網(wǎng)絡(luò)的阻抗也控制開環(huán)增益和頻率響應(yīng)。可選擇反饋電阻值，以在較寬的增益范圍內(nèi)提供幾乎恒定的閉環(huán)帶寬，并隨頻率進(jìn)行平坦增益調(diào)整。

說明

寬帶運(yùn)算跨導(dǎo)放大器（OTA）和輸出緩沖器是電流反饋運(yùn)算放大器的主要模塊。簡(jiǎn)化電路圖如圖2所示。OTA由一個(gè)互補(bǔ)的單位增益放大器和一個(gè)后續(xù)的電流鏡組成。輸入緩沖器連接在運(yùn)算放大器的輸入端。高阻抗+In端子上的電壓以低阻抗傳輸?shù)建CIn端子。電流鏡將流入或流出+In端子的任何電流以固定比率反射到直接連接到互補(bǔ)輸出緩沖器的高阻抗OTA輸出。它被設(shè)計(jì)用來驅(qū)動(dòng)低阻抗傳輸線或負(fù)載。緩沖器輸出不受電流限制或保護(hù)。

如圖3所示，電流形式的反饋通過R2施加到低阻抗逆變輸入端，R2 | R1的大小決定了運(yùn)算放大器的開環(huán)增益。

圖4所示的混合模型描述了一個(gè)沒有內(nèi)部補(bǔ)償?shù)膶拵щ娏鞣答佭\(yùn)算放大器的交流行為。圖5所示的各種R2值的開環(huán)頻率響應(yīng)由兩個(gè)時(shí)間常數(shù)確定。電流源輸出和輸出緩沖器之間的元件R和C構(gòu)成了占主導(dǎo)地位的開環(huán)極點(diǎn)TC。在輸出緩沖器中建模的信號(hào)延遲時(shí)間TD結(jié)合了幾個(gè)小的相移時(shí)間常數(shù)和延遲時(shí)間。它們分布在放大器中，也存在于反饋回路中。如圖5所示，增加R2 | | R1會(huì)導(dǎo)致開環(huán)增益降低。兩個(gè)時(shí)間常數(shù)TC和TD的比值也決定了最佳閉環(huán)頻率響應(yīng)的乘積GOL•GCL：

然而，兩個(gè)時(shí)間常數(shù)TC和TD是由運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)固定的。但是在反饋回路外部改變R2 | | R1允許開環(huán)增益GOL與閉環(huán)增益GCL的變化。這使乘積GOL*GCL保持恒定，這是最佳平坦頻率響應(yīng)的理論條件。

當(dāng)驅(qū)動(dòng)高容性負(fù)載時(shí)，這種變化可能是有益的。通過外部設(shè)置開環(huán)增益，還可以將電路優(yōu)化到大范圍的電容性負(fù)載，如圖7所示，閉環(huán)增益為+2V/V，電容性負(fù)載高達(dá)47pF。

這里需要注意的是，較高的開環(huán)增益（由較低的反饋電阻產(chǎn)生）也會(huì)產(chǎn)生較低的失真。

通過對(duì)運(yùn)算放大器開環(huán)特性的外部控制，動(dòng)態(tài)行為可以根據(jù)具體應(yīng)用需求進(jìn)行調(diào)整，并且開環(huán)增益選擇提供了幾乎恒定的閉環(huán)帶寬，如圖6所示，各種增益具有最佳平坦頻率響應(yīng)。這種行為與內(nèi)部補(bǔ)償穩(wěn)定單位增益操作的運(yùn)算放大器相反，后者的帶寬與閉環(huán)增益成反比，在高輸出電平和高增益下，會(huì)大幅限制帶寬和轉(zhuǎn)換速率。

一般來說，較低的反饋電阻會(huì)產(chǎn)生更寬的帶寬、更多的頻率響應(yīng)峰值和更多的脈沖響應(yīng)超調(diào)。較高的反饋電阻會(huì)導(dǎo)致過阻尼響應(yīng)，幾乎或沒有峰值和過沖。

元件管腳和布局電容以及來自諧振IC電路的跡線和線板電感會(huì)導(dǎo)致幾百兆赫的振蕩。這種非常高的頻率振蕩會(huì)導(dǎo)致電源電流的過度增加，從而破壞設(shè)備。

電阻（100Ω到250Ω）串聯(lián)，接近高阻抗，非反相輸入阻尼LC電路，產(chǎn)生安全運(yùn)行。

熱因素

OPA623在大多數(shù)環(huán)境下不需要散熱器。不過，使用散熱片會(huì)降低內(nèi)部熱升，從而使其更冷，運(yùn)行更可靠。在極端溫度和滿載條件下，需要散熱器。PDL中的功耗由PDL給出，功耗由PDL表示（PDL為靜態(tài)功耗）。雖然PDQ非常低（在VCC=±5V時(shí)為40mW），但在應(yīng)用信號(hào)時(shí)應(yīng)小心。對(duì)于高速運(yùn)算放大器，確定功耗的更精確方法是測(cè)量幾種典型負(fù)載條件下的平均總靜態(tài)電流。OPA623的功耗受信號(hào)類型、外加信號(hào)頻率、輸出電壓、負(fù)載電阻和信號(hào)轉(zhuǎn)換重復(fù)率的影響。圖8顯示了不同輸出電壓下平均電源電流與施加正弦波頻率的關(guān)系。圖9顯示了平均電源電流與應(yīng)用方波信號(hào)重復(fù)頻率的關(guān)系。

電路布局

印刷電路板的物理布局對(duì)運(yùn)算放大器OPA623的高頻性能有很大的影響。以下是一些建議。振蕩、振鈴、低帶寬、低帶寬和峰值都是困擾高速組件使用不當(dāng)?shù)牡湫蛦栴}。

在高阻輸入端增加一個(gè)100Ω的電阻，以防止過多的輸入端振蕩。

•旁路電源非常靠近設(shè)備引腳。將鉭片式電容器（約2.2μF）與470pF陶瓷片式電容器并聯(lián)使用。建議使用表面貼裝式，因?yàn)樗鼈兊囊€電感較低。雖然OPA623在低靜態(tài)電流下工作，但在陡峭的過渡過程中，高充放電電流會(huì)流動(dòng)。

•電源線的PC板跡線應(yīng)寬，以減少阻抗和電感。

•制作短的低電感軌跡。整個(gè)物理電路應(yīng)盡可能小。

•在組件側(cè)使用低阻抗接地平面，以確保整個(gè)布局中都有低阻抗接地，但是，不要在高阻抗節(jié)點(diǎn)下延伸接地層，例如放大器的輸入端子，這些節(jié)點(diǎn)對(duì)雜散電容敏感。

•不建議使用插座，因?yàn)樗鼈儠?huì)增加顯著的電感和寄生電容。

•使用低電感、表面安裝組件。使用OPA623AU表面安裝元件的電路將提供最佳的交流性能。

•插入式原型板和繞線板無法正常工作。一個(gè)干凈的布局使用射頻技術(shù)是必要的沒有捷徑。

•使反饋軌跡盡可能短。逆變輸入對(duì)導(dǎo)致頻率響應(yīng)峰值的雜散電容敏感。逆變輸入端的雜散電容增加了高頻下的增益。

應(yīng)用程序信息

精確的脈沖響應(yīng)和高轉(zhuǎn)換率使OPA623能夠用于數(shù)字通信系統(tǒng)。圖12所示為增益為+2V/V的輸出放大器的電路原理圖，該放大器可驅(qū)動(dòng)75Ω同軸電纜，高速數(shù)據(jù)流為140Mbit/s。圖13為二進(jìn)制0，圖14為二進(jìn)制1，顯示了CCITT建議G.703的脈沖屏蔽和OPA623的相應(yīng)脈沖響應(yīng)。文件速率為139.264Mbit/s的信號(hào)編碼為CMI，信號(hào)幅度為1Vp-p，振幅限值為±11dB。當(dāng)然，OPA623也可以用于HDB3編碼的34Mbit/s、155Mbit/s、STM-1和155Mbit/sbb-ISDN傳輸系統(tǒng)。

圖13：根據(jù)CCITT建議G.703，對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制0的脈沖屏蔽。

注：（1）、最大“穩(wěn)態(tài)”振幅不應(yīng)超過0.55V限值。如果超調(diào)和其他瞬態(tài)不超過0.05V，則允許超調(diào)和其他瞬態(tài)落入虛線區(qū)域，范圍為振幅等級(jí)0.55V和0.6V。正在研究是否有可能放松超調(diào)量可能超過穩(wěn)態(tài)水平。

（2）、 對(duì)于使用這些掩模進(jìn)行的所有測(cè)量，應(yīng)使用不小于0.01μF的電容器將信號(hào)交流耦合到用于測(cè)量的示波器輸入端。兩個(gè)掩模的標(biāo)稱零電平應(yīng)與沒有輸入信號(hào)的示波器軌跡對(duì)齊。然后應(yīng)用信號(hào)，可以調(diào)整跡線的垂直位置，以滿足遮罩的限制。對(duì)于兩個(gè)掩模，任何此類調(diào)整應(yīng)相同，且不應(yīng)超過±0.05V。可通過再次移除輸入信號(hào)并驗(yàn)證跡線位于掩模標(biāo)稱零電平的±0.05V范圍內(nèi)進(jìn)行檢查。

（3）、 編碼脈沖序列中的每個(gè)脈沖都應(yīng)滿足相關(guān)掩模的限制，而與前一脈沖和后一脈沖的狀態(tài)無關(guān)。對(duì)于實(shí)際驗(yàn)證，如果與接口信號(hào)源相關(guān)聯(lián)的139264kHz定時(shí)信號(hào)可用，則首選將其用作示波器的定時(shí)基準(zhǔn)。否則，可分別通過all-0s和all-1s信號(hào)來測(cè)試是否符合相關(guān)掩碼。（在實(shí)踐中，信號(hào)可包含每個(gè)Rec.G.751的幀對(duì)齊位。）

（4）、 對(duì)于這些掩模，上升時(shí)間和衰減時(shí)間應(yīng)在-0.4V和0.4V之間測(cè)量，且不應(yīng)超過2ns。

圖14：根據(jù)CCITT建議G.703，對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制1的脈沖屏蔽。

注：（1）、“穩(wěn)態(tài)”最大振幅不應(yīng)超過0.55V限值。允許過沖和其他瞬態(tài)落入以0.55V和0.6V振幅水平為界的虛線區(qū)域，前提是它們不超過穩(wěn)態(tài)水平0.05V。放松超調(diào)量超過穩(wěn)態(tài)水平的可能性正在研究中。

（2） 、對(duì)于使用這些掩模進(jìn)行的所有測(cè)量，應(yīng)使用不小于0.01μF的電容器將信號(hào)交流耦合到用于測(cè)量的示波器輸入端。兩個(gè)掩模的標(biāo)稱零電平應(yīng)與沒有輸入信號(hào)的示波器軌跡對(duì)齊。然后應(yīng)用信號(hào)，可以調(diào)整跡線的垂直位置，以滿足遮罩的限制。對(duì)于兩個(gè)掩模，任何此類調(diào)整應(yīng)相同，且不應(yīng)超過±0.05V。可通過再次移除輸入信號(hào)并驗(yàn)證跡線位于掩模標(biāo)稱零電平的±0.05V范圍內(nèi)進(jìn)行檢查。

（3）、 編碼脈沖序列中的每個(gè)脈沖都應(yīng)滿足相關(guān)掩模的限制，而與前一脈沖和后一脈沖的狀態(tài)無關(guān)。對(duì)于實(shí)際驗(yàn)證，如果與接口信號(hào)源相關(guān)聯(lián)的139264kHz定時(shí)信號(hào)可用，則首選將其用作示波器的定時(shí)基準(zhǔn)。否則，可分別通過all-0s和all-1s信號(hào)來測(cè)試是否符合相關(guān)掩碼。（在實(shí)踐中，信號(hào)可包含每個(gè)Rec.G.751的幀對(duì)齊位。）

（4）、 對(duì)于這些掩模，上升時(shí)間和衰減時(shí)間應(yīng)在-0.4V和0.4V之間測(cè)量，且不應(yīng)超過2ns。

（5）、 反向脈沖將具有相同的特性。注意，在負(fù)躍遷和正躍遷的零級(jí)定時(shí)公差分別為±0.1ns和±0.5n。

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