特征

●供貨范圍靈活：

+5V至+12V單電源

±2.5V至±6V雙電源

●內部固定增益：+2或±1

●高帶寬（G=+2）：225MHz

●低供電電流：5.1mA

●低失能電流：150μA

●高輸出電流：190mA

●輸出電壓擺幅：±4.0V

●提供SOT23-6

應用

●寬帶視頻線路驅動器

●多線視頻DA

●便攜式儀器

●ADC緩沖器

●有源濾波器

說明

OPA692提供了一個易于使用的寬帶固定增益視頻緩沖放大器。根據外部連接，內部電阻網絡可用于提供+2視頻緩沖器的固定增益或+1或-1電壓緩沖器的增益。在非常低的5.1mA電源電流下工作，OPA692提供了一個轉換率和輸出功率通常與更高的電源電流有關。一個新的輸出級架構提供高輸出電流，最小的凈空和交叉失真。這就提供了特殊的單電源操作。使用單+5V電源，OPA692可以提供1V到4V的輸出擺幅，驅動電流超過120mA，帶寬>200MHz。這種功能組合使OPA692成為理想的RGB線路驅動器或單電源模數轉換器（ADC）輸入驅動器。

OPA692的低5.1mA電源電流在+25°C時進行了精確調整。這種微調以及低溫度漂移，確保了比僅報告室溫標稱電源電流的競爭產品更低的最大供電電流。可通過使用可選的禁用控制引腳進一步降低系統功率。保持此禁用引腳打開，或保持高，給予正常操作。如果當I/O引腳進入高阻抗狀態時，OPA692電源電流降到150μA以下。

典型特性：VS=±5V

除非另有說明，否則TA=+25°C，G=+2，并且RL=100Ω（僅直流性能見圖1）。

除非另有說明，否則TA=+25°C，G=+2，并且RL=100Ω（僅交流性能見圖2）。

應用程序信息

寬帶緩沖操作

OPA692提供了寬帶電流反饋運算放大器的卓越交流性能，具有高度線性、高功率輸出級。它的特點是內部射頻和RG電阻，使它很容易選擇增益+2，+1，或-1沒有任何外部電阻。只需要5.1mA的靜態電流，OPA692將擺動至任一供電軌的1V范圍內，并在室溫下提供超過160mA的電流。這種低輸出凈空要求，加上獨立于電源電壓的偏壓，提供了顯著的單（+5V）電源操作。OPA692將提供大于200MHz的帶寬，在單個+5V電源上驅動2VPP輸出到100Ω。以前的增強輸出級放大器通常由于輸出電流過零而遭受非常差的交叉失真。OPA692實現了一個相當的功率增益和更好的線性度。電流反饋運放比電壓反饋運放的主要優點是交流性能（帶寬和失真）與信號增益相對獨立。

圖1顯示了作為±5V電氣特性和典型特性基礎的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設置為50Ω，使用串聯輸出電阻將輸出阻抗設置為50Ω。規范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處獲得，而負載功率（dBm）則在匹配的50Ω負載下定義。對于圖1中的電路，總有效負載為100Ω| | 804Ω=89Ω。禁用控件線路（DIS）通常保持打開，以確保放大器正常工作。除了通常的電源對地去耦電容器外，兩個電源引腳之間還可以包括一個0.1μF電容器。這種可選的附加電容器通常會提高3dB到6dB的二次諧波失真性能。

圖2顯示了交流耦合，+2增益，單電源電路配置，用作+5V電氣和典型特性的基礎。雖然不是軌對軌設計，但與其他非常寬頻帶電流反饋運算放大器相比，OPA692需要最小的輸入和輸出電壓余量。它將在一個大于150MHz帶寬的+5V電源上提供3VPP輸出擺幅。寬帶單電源運行的關鍵要求是保持輸入和輸出信號在輸入和輸出的可用電壓范圍內擺動。圖2的電路使用來自+5V電源（兩個806Ω電阻器）的簡單電阻分壓器建立輸入中點偏置。然后輸入信號被交流耦合到這個中點電壓偏置中。輸入電壓可以在任何一個電源引腳的1.5V范圍內擺動，在電源引腳之間提供一個2VPP輸入信號范圍。調整用于測試的輸入阻抗匹配電阻器（57.6Ω），以在包括偏置分配器網絡的并聯組合時提供50Ω的輸入匹配。增益電阻（RG）是交流耦合的，給電路一個+1的直流增益，這也將輸入直流偏置電壓（2.5V）施加在輸出端。同樣，在單個+5V電源上，輸出電壓可以在任何一個電源引腳的1V范圍內擺動，同時提供超過120mA的輸出電流。在這個特性化電路中使用了一個要求100Ω的負載到一個中點偏置。OPA692中使用的新的輸出級可以以最小的交叉失真將大的雙極輸出電流傳輸到這個中點負載中，如+5V電源、三次諧波失真的典型特征所示。

單電源ADC接口

大多數現代的高性能adc（如德州儀器ADS8xx和ADS9xx系列）都使用單個+5V（或更低）的電源供電。對于單電源運算放大器來說，在信號頻率超過5MHz的ADC輸入端提供低失真輸入信號是一個相當大的挑戰。OPA692的高轉換率、異常的輸出擺幅和高線性度使其成為理想的單電源ADC驅動器。圖3顯示了一個非常高性能10位60MSPS CMOS轉換器的輸入接口示例。

圖3電路中的OPA692提供190MHz帶寬，信號增益為+2，輸出擺幅為2VPP。通過劃分內部ADC參考梯形圖的頂部和底部，將非轉換輸入偏置電壓參考到ADC信號范圍的中點。在增益電阻（RG）交流耦合的情況下，該偏壓對輸出的增益為+1，同時也使輸出電壓擺幅居中。在20MHz模擬輸入頻率和60MSPS時鐘頻率下測試的性能給出>58dBc的SFDR。

寬帶視頻多路復用

視頻速度放大器（包括禁用管腳）的一個常見應用是將多個放大器輸出連接在一起，然后從幾個可能的視頻輸入中選擇哪一個輸入到一條線路上。這個簡單的有線或視頻多路復用器可以使用OPA692輕松實現，如圖4所示。

通常，在視頻信號中的同步或回溯時間執行信道切換。此時兩個輸入大約相等。OPA692的先通后斷的禁用特性確保在使用有線或電路時始終有一個放大器控制線路（見圖4）。由于兩個輸入在通道之間的轉換過程中可能短時間處于接通狀態，因此輸出通過輸出阻抗匹配電阻器（在本例中為68.1Ω）進行組合。當一個通道被禁用時，它的反饋網絡形成了輸出阻抗的一部分，并在輸出到電纜上時輕微地衰減信號。匹配電阻已設置為在負載處獲得+1的信號增益，同時在負載處提供>20dB的回波損耗。

視頻多路復用器連接（見圖4）還可確保未選定信道輸入端的最大差動電壓不超過標準視頻信號電平的額定±1.2V最大值。在任何情況下，VOUT必須<±2.6VPP，以便不超過禁用信道上的絕對最大差分輸入電壓（±1.2V）。

禁用操作部分顯示了使用單通道接地輸入的打開和關閉開關故障通常小于±50mV。當兩個輸出被切換時（見圖4），輸出線總是在一個或另一個放大器的控制下，這是由于先通后斷的禁用定時。在這種情況下，兩個0V輸入的開關故障降至<20mV。

四通道頻率通道器

圖5的電路是一個4通道多路復用器。在該電路中，OPA691為所有四個通道提供驅動。每個信道包括一個帶通濾波器，并且每個帶通濾波器被設置為不同的頻帶。這就允許這個電路的信道化部分。OPA692的作用是提供阻抗隔離。這是通過使用四個匹配電阻（本例中為59Ω）來實現的。這些匹配的電阻確保信號在通道之間的轉換過程中結合在一起。他們已經使用了一個+1的負載。

此電路可用于不同數量的信道。它的局限性來自于每個通道的驅動要求，以及最小可接受的回波損耗。

在負載下保持增益為+1的輸出電阻值（RO）取決于通道數。對于OPA692，方程式1給出：

其中n=多路復用器中的設備數量。

延遲均衡低通濾波器

圖6中的電路實現了一個5階巴特沃斯低通濾波器，帶寬為20MHz–3dB，并實現了群時延均衡。該濾波器基于KRC有源濾波器拓撲，使用固定正增益≥1的放大器。

OPA692是這種濾波器的一個好的放大器。第一級是基于增益-1的群延遲均衡器。第二級有一個高Q極點，使用+2的增益來獲得最小的元件靈敏度，并且還產生一個真實的極點。最后一級有一個低Q極點，并使用+1的增益來獲得最小的元件靈敏度。

元件值經過預失真，以補償運算放大器的寄生效應。在保持良好的動態范圍性能的同時，最后放置低Q極點部分，以減少通帶內的噪聲峰值。

精密電壓緩沖器

圖7中的精度緩沖器結合了OPA227的直流精度和低1/f噪聲以及OPA692的高速性能。80.6kΩ電阻器使高頻和低頻標稱增益相等。OPA692以大約32kHz的頻率從OPA227接管。

設計工具

演示固定裝置

兩塊印刷電路板（PCB）可用于輔助使用OPA692在其兩個封裝選項中對電路性能進行初步評估。這兩種產品都是免費提供的，作為未填充的多氯聯苯，與用戶的向導。那個下表顯示了這些固定裝置的匯總信息。

操作建議

增益設置

使用OPA692設置增益非常容易。為了獲得+2的增益，將–IN引腳接地，并用信號驅動+IN引腳。為了獲得+1的增益，保持–IN引腳打開，并用信號驅動+IN引腳。增益為-1時，將+IN引腳接地，并用信號驅動–IN引腳。由于內部電阻值（而不是它們的比率）隨溫度和工藝的變化而變化，不應使用外部電阻器來修改增益。

輸出電流和電壓

OPA692提供了在低成本單片運算放大器中無與倫比的輸出電壓和電流能力。在+25°C的空載條件下，輸出電壓通常比任何一條供電軌的電壓波動更接近1V；測試的擺動極限在任何一條供電軌的1.2V范圍內。在15Ω負載（最小測試負載）中，它被指定提供超過±160mA的電流。

前面描述的規范，雖然在業界很熟悉，但分別考慮了電壓和電流限制。在許多應用中，它是電壓乘以電流，或V-I乘積，它與電路運行更為相關。請參閱典型特性中的“輸出電壓和電流限制”圖。此圖的X軸和Y軸分別顯示零電壓輸出電流限制和零電流輸出電壓限制。四個象限給出了OPA692輸出驅動能力的更詳細的視圖，注意到該圖以1W最大內部功耗的安全操作區域為界。輸出功率不超過2 5VΩ或0.5VΩ時，輸出功率不超過2.5VΩ。100Ω負載線（標準測試電路負載）顯示完全±3.9V輸出擺動能力（請參閱電氣特性）。

最小規定的輸出電壓和電流過溫是通過最壞情況模擬在極端低溫下設定的。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到電氣特性中顯示的數值。當輸出晶體管提供功率時，結溫升高，降低vbe（增加有效輸出電壓擺幅），增加電流增益（增加有效輸出電流）。在穩態運行中，由于輸出級結溫高于規定的最低工作環境，因此可用的輸出電壓和電流始終大于超溫規范中所示的值。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是ADC的輸入，包括額外的外部電容，這可能被推薦用于改善ADC的線性度。像OPA692這樣的高速放大器很容易受到穩定性下降和頻率響應峰值的影響，當電容性負載直接施加在輸出引腳上時。當考慮放大器的開環輸出電阻時，這種電容性負載會在信號通路中增加一個極點，從而降低相位裕度。有人提出了解決這個問題的幾種外部解決辦法。當主要考慮的是頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真度時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋環隔離開。這并沒有從環路響應中消除極點，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩定性。

典型特性顯示了推薦的“RS vs電容性負載”和負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA692的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個設備的連接很容易導致超過此值。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近OPA692輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（參見電路板布局指南部分）。

失真性能

OPA692在±5V電源的100Ω負載下提供了良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在較輕負載和/或在單個+5V電源上運行提供了優異的性能。一般來說，在基波信號達到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將以可忽略的第三次諧波分量控制失真。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。記住，總負載包括反饋網絡-在非反轉配置中（參見圖1），這是RF+RG的總和，而在反向配置中，它只是RF。此外，在電源引腳之間提供額外的電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）可稍微改善二階失真（3dB至6dB）。

在大多數運算放大器中，增加輸出電壓擺幅會直接增加諧波失真。典型特性表明，二次諧波的增長率略低于預期的2倍，而第三次諧波的增長率遠低于預期的3倍。當測試功率翻倍時，其與二次諧波之間的差值減小小于預期的6dB，而它與第三次諧波之間的差則減小低于預期的12分貝。這也顯示在2音調，3階互調雜散（IM3）響應曲線。三階雜散電平在低輸出功率電平下極低。即使在基本功率達到非常高的水平時，輸出級仍將其保持在較低水平。典型特性表明，雜散互調功率并沒有像傳統截獲模型預測的那樣增加。隨著基本功率水平的增加，動態范圍并沒有明顯減小。對于以20MHz為中心的兩個音調，在匹配的50Ω負載中為10dBm/音調（即負載處的每個音調為2VPP，在輸出引腳處的整個2音調包絡需要8VPP），典型特征顯示測試音調功率和3階互調雜散電平之間的差異為58dBc。當在較低頻率下工作時，這種卓越的性能會進一步提高。

噪聲性能

OPA692在電壓和電流噪聲項之間提供了一個很好的平衡，以實現低輸出噪聲。電流反饋√15hz√比穩定輸入電壓√15hz√低得多。這種低輸入電壓噪聲是以較高的非轉換輸入電流噪聲（12pA/√Hz）為代價實現的。只要從非交換節點向外看的交流源阻抗小于100Ω，該電流噪聲就不會對總輸出噪聲產生顯著影響。使用輸入端和輸出端的噪聲輸入端和輸出端的噪聲進行組合。圖8顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程式2顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖8所示。

將該表達式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到無反轉輸入處的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式3所示。

求出總輸入電壓√2.2nA/√的兩個輸出電壓值√2.2nA/√的總電壓值。該總輸入參考點噪聲電壓高于僅運算放大器電壓噪聲的1.7nV/√Hz規格。這反映了由反向電流噪聲乘以反饋電阻而增加到輸出端的噪聲。

直流精度

OPA692在高增益下提供了卓越的帶寬，提供了快速的脈沖穩定，但只有中等的直流精度。電特性顯示輸入偏置電壓可與高速電壓反饋放大器相媲美。然而，兩個輸入偏置電流有點高，是不匹配的。偏置電流消除技術不會降低OPA692的輸出直流偏移。由于兩個輸入偏置電流在幅值和極性上都不相關，因此匹配源阻抗來尋找每個輸入以減少它們對輸出的誤差貢獻是無效的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和兩個輸入偏置電流評估圖1的配置，得出最壞情況下的輸出偏移范圍等于：

式中，NG=非轉換信號增益

最小的電阻看到的不可逆輸入將提供最佳的直流偏移性能。

為了顯著提高直流精度，考慮精密緩沖電路（見圖7）。

禁用操作

OPA692提供了一個可選的禁用特性，可用于降低系統功率或實現簡單的信道復用操作。如果DIS控制引腳未連接，OPA692將正常工作。要禁用，控制引腳必須斷言為低。圖9顯示了禁用控制功能的簡化內部電路。

在正常運行中，通過110kΩ電阻器向Q1提供基極電流，而通過15kΩ電阻器的發射極電流會產生一個不足以打開Q1發射極中的兩個二極管的電壓降。作為V數字化信息系統兩個二極管最終拉入15kΩ的電流。在這一點上，任何進一步的電流從V數字化信息系統通過那些二極管保持Q1的發射極基極電壓約為0V。這會切斷Q1的集電極電流，從而關閉放大器。禁用模式下的電源電流僅為操作圖8所示電路所需的電流。附加電路確保開啟時間比關閉時間更快（先通后斷）。

禁用時，輸出和輸入節點將進入高阻抗狀態。如果OPA692在+1的增益下工作，則輸出端將顯示非常高的阻抗（4pF | | 1MΩ）和異常的信號隔離。如果在+2增益下工作，總反饋網絡電阻（RF+RG）將顯示為回望輸出的阻抗，但電路仍將顯示非常高的正向和反向隔離。如果配置增益為–1，輸入和輸出將通過反饋網絡電阻（RF+RG）連接，從而提供相對較差的輸入輸出隔離。

禁用操作中的一個關鍵參數是切換到禁用模式時的輸出故障。典型特性顯示了圖1中輸入信號設置為0V時的電路故障。輸出引腳處的故障波形與DIS引腳電壓一起繪制。

DIS控制線的過渡邊速率（dV/dt）將影響該故障。通過在VDIS引腳中添加一個簡單的RC濾波器，可以從更高速的邏輯線路上減緩這一邊緣。如果使用極快轉換邏輯，則邏輯門和DIS輸入引腳之間的2kΩ串聯電阻器將僅使用DIS引腳上的寄生輸入電容提供足夠的帶寬限制，同時仍然確保足夠的邏輯電平擺動。

熱分析

由于OPA692的高輸出功率能力，在極端工作條件下可能需要散熱或強制氣流。最大期望結溫將設置允許的最大內部功耗，如下所述。在任何情況下，最大交叉點允許溫度超過175°C。

工作結溫度（TJ）由TA+PD•θ給出是的，那個總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和，以提供負載功率。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL取決于所需的輸出信號和負載，但對于接地電阻負載，當輸出固定在等于1/2電源電壓的電壓（對于相等的雙極電源）時，PDL將達到最大值。在此情況下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率，而不是負載中的功率。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA692IDBV（SOT23-6封裝）計算最大TJ，該電路在最高指定環境溫度+85°C下運行，并將接地20Ω負載驅動至+2.5VDC：

盡管這仍遠低于規定的最高結溫，但出于系統可靠性考慮，可能需要更低的結溫。記住，這是一個最壞的內部功耗使用您的實際信號和負載來計算PDL。如果負載要求電流被強制輸入正輸出電壓的輸出端或來自負輸出端的電流，則可能出現最高的內部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個大的內部電壓降。典型特性中顯示的“輸出電壓和電流限制”圖包括在這些條件下1W最大內部功耗的邊界。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器如OPA692需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a） 將所有信號輸入/輸出引腳對任何交流接地的寄生電容降至最低。輸出管腳上的寄生電容會導致不穩定：在不可逆的輸入端，寄生電容會與源阻抗發生反應，導致無意中的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b） 將電源引腳與高頻0.1F去耦電容器之間的距離（<0.25“）減至最小。μ在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。電源連接（針腳4和7）應始終與這些電容器斷開連接。兩個電源之間的可選電源去耦電容器（用于雙極操作）將改善二次諧波失真性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c） 仔細選擇和放置外部組件將保持OPA692的高頻性能。任何外部電阻都應該是非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬膜和碳組成，軸向引線電阻也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板跟蹤長度盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。所有外部部件也應靠近包裝放置。

d） 與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載并根據推薦的“RS vs capacitive load”曲線圖設置RS。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA692名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下運行。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如“失真與負載”圖所示。根據電路板材料和跡線尺寸定義的特性板跡線阻抗，在目標器件輸入端使用匹配的串聯電阻，從OPA692的輸出端進入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合；應設置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。OPA692的高輸出電壓和電流能力使得多個目的地設備可以作為獨立的傳輸線來處理，每一個都有自己的串聯和并聯終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將跟蹤視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如“RS vs capacitive load”圖所示。這將不會保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e） 不建議將OPA692這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA692焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA692是使用非常高速的互補雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。所有設備引腳都有有限的ESD保護，使用電源的內部二極管，如圖10中所示。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在有±15V電源部件驅動至OPA692的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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