特征

●低失真：5MHz時為-95dBc

●增益+1帶寬：400MHz

●提供SOT23-5包裝

●高開環增益：95dB

●高共模抑制：90dB

●快速12位設置：13ns（0.01%）

●低噪聲：2.7nV/√Hz

●高輸出電流：±60mA

●非常低的差分增益/相位誤差：0.007%/0.008°

應用

●ADC/DAC緩沖放大器

●低失真中頻放大器

●高分辨率成像

●醫學成像

●低噪聲前置放大器

●高CMR差分放大器

●測試儀器

●專業音頻

說明

OPA642提供了以前在單片操作中無法達到的速度和動態范圍amp.使用OPA642是一種具有兩個內部增益級的單位增益穩定電壓反饋結構，可在較寬的頻率范圍內實現極低的諧波失真。“經典”差分輸入提供了精密運算放大器的所有常見優點，例如與寬帶電流反饋運算放大器相比，偏置電流消除和極低的反向電流噪聲。快速的穩定時間、優異的差分增益/相位性能、低電壓噪聲和高輸出電流驅動使OPA642成為大多數高動態范圍應用的理想選擇。

單位增益穩定性使OPA642特別適用于低增益差分放大器、跨阻放大器、+2視頻線驅動器增益、寬帶積分器和低失真ADC放大器。如果需要更高的增益甚至更低的諧波失真度，請考慮OPA643，它是OPA642的更高增益帶寬和更低噪聲版本。

高動態范圍10MSPS數字化儀

典型性能曲線

TA=+25°C，VS=±5V，RL=100Ω，RF=402Ω，G=+2，除非另有說明。RF=25Ω，增益為+1。

應用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA642的速度和動態范圍的結合很容易在各種應用電路中實現，只要遵守良好設計實踐的簡單原則。例如，如圖1所示，良好的電源去耦對于實現盡可能低的諧波失真和平滑的頻率響應至關重要。正確的PC板布局和仔細的組件選擇將使OPA642在所有應用中的性能最大化，如本數據表其余部分所述。

圖1顯示了作為大多數典型性能曲線基礎的+2配置增益。大多數曲線的特征是使用50Ω驅動阻抗的信號源和50Ω并聯負載阻抗的測量設備。在圖1中，VI端子處的50Ω并聯電阻器與測試發生器的源阻抗匹配，而VO端子上的50Ω串聯電阻器為測量設備負載提供匹配電阻器。一般來說，數據表規格是指輸出引腳處的電壓擺動（圖1中的VO）。串并聯匹配電阻產生的100Ω負載，加上804Ω的總反饋網絡負載，使OPA642具有大約90Ω的有效負載。

緩沖高性能ADC

為了實現高動態范圍a/D轉換器的全部性能，在設計輸入放大器接口電路時必須非常小心。首頁上的示例電路顯示了一個典型的交流耦合接口到一個非常高的動態范圍轉換器。信號在0伏左右的范圍內對稱地工作。2Vp-p擺幅然后通過阻斷電容器電平偏移到直流參考電平，這是由轉換器內部參考電壓的一個良好解耦的電阻分壓器產生的。為了對轉換器的額定無雜散動態范圍（SFDR）產生可忽略的影響，放大器的SFDR應至少大于10dB。在首頁示例中，OPA642的插入對ADS804的失真有不可估量的影響，ADS804在5MHz Nyquist輸入信號下實現了80dB的SFDR。

為了在8針SO-8或DIP封裝中實現盡可能低的失真，需要在引腳5和8上增加0.1μF去耦電容器。如圖1所示。雖然引腳5和引腳8分別內部連接到引腳4和引腳7（8引腳運算放大器的標準電源引腳），但附加電容器有助于分離封裝引線電感，并將5MHz下的二次諧波抑制提高約4dB。SOT23-5封裝的更短的連接線和電源線提供了最佳的失真性能，同時只需要兩個電源連接。

成功應用OPA642進行ADC緩沖需要仔細選擇放大器輸出端的串聯電阻，以及ADC輸入端的附加并聯電容器。在某種程度上，這種RC網絡的選擇將由經驗決定每種型號的變流器。許多高性能的CMOS adc，如ADS804，在輸入端有并聯電容器時性能更好。該電容器為采樣過程中產生的瞬態電流提供低源阻抗。改進的SFDR是通過增加電容器獲得的，電容器的值通常在轉換器數據表中被推薦。外部電容器與A/D輸入的內置電容相結合，為OPA642提供了一個重要的電容性負載。如果沒有串聯隔離電阻，結果可能是放大器中不希望達到的峰值或失去穩定性。由于CMOS A/D輸入的直流偏置電流可以忽略不計，電阻對整體增益或偏移精度沒有影響。參考典型性能曲線中“RS與電容性負載”的曲線圖，以獲得串聯電阻器的良好啟動值。這將確保對ADC輸入的平坦頻率響應。增加外部電容值將使串聯電阻減小，或者，保持該電阻不變，將限制信號并降低轉換器輸入的高頻噪聲。

視頻線驅動

大多數視頻分配系統設計有75Ω系列電阻器，以驅動匹配的75Ω電纜。為了向75Ω匹配負載提供1的凈增益，放大器通常設置為+2的電壓增益，以補償電纜任一端串聯和并聯75Ω電阻器形成的分壓器的6dB衰減。如果50Ω電阻器的所有參考值都被75Ω值取代，則圖1的電路適用于此要求。通常，放大器增益進一步增加到2.2，這恢復了典型長電纜線路的額外直流損耗。這一變化要求圖1中的增益電阻（RG）從402Ω減小到335Ω。在任何一種情況下，OPA642的增益平坦度和差分增益/相位性能都將在視頻分發應用中提供優異的結果。差分增益和相位測量彩色副載波頻率（NTSC系統中為3.58MHz）與大信號輸出電平（代表復合視頻信號中的亮度信息）的總體小信號增益和相位的變化。OPA642在單匹配視頻電纜的典型150Ω負載下，在正視頻（負同步）信號的標準亮度范圍內，顯示的差分增益/相位誤差小于0.01%/0.01°。負面視頻信號也會出現類似的表現。實際上，由于OPA642的線性高頻輸出阻抗，即使在兩個視頻負載下也能獲得類似的性能。

單運放差分放大器

OPA642的電壓反饋架構，其高共模比，將提供卓越的性能差分放大器配置。圖2顯示了一個典型的配置。此設計的起點是選擇200Ω到2kΩ范圍內的RF值。較低的值降低了所需的RG，增加了V2源和OPA642輸出的負載。較高的值會增加輸出噪聲，并加劇寄生板和器件電容的影響。選擇RF后，必須設置RG以獲得V2所需的反轉增益。請記住，帶寬將大約由增益帶寬積（GBP）除以噪聲增益（1+RF/RG）來設置。對于精確的差分操作（即良好的CMR），比率R2/R1必須設置為RF/RG。通常，最好將R2和R1的絕對值分別設置為RF和RG；這樣可以使分壓器電阻相等，并消除輸入偏置電流的影響。然而，為了調整驅動源V1上的負載，調整R2和R1的值有時是有用的。在大多數情況下，可實現的低頻CMR將受到電阻值精度的限制。OPA642本身的90dB CMR不會確定整個電路的CMR，除非電阻比匹配到優于0.003%。如果有必要對CMR進行微調，則R2是建議的調整點。

三運算放大器差分（儀器拓撲）

單運放差分放大器的主要缺點是輸入阻抗相對較低。當差分輸入端需要高阻抗時，可以使用OPA642作為差分級來構建標準儀表放大器（INA）拓撲。圖3顯示了一個例子，其中兩個輸入放大器封裝在一起作為一個雙電壓反饋運算放大器OPA2650。與使用兩個額外的OPA642器件相比，這種方法節省了電路板空間、成本和功耗，并且由于輸入放大器的中等負載，仍然可以獲得非常好的噪聲和失真性能。在該電路中，由于四個匹配的1kΩ電阻器，輸出的共模增益始終為1，而差分增益由（1+2RF1/RG）設置，使用圖3中的值等于2。差分到單端的轉換仍然由OPA642輸出級執行。高阻抗輸入允許V1和V2源端接或阻抗匹配，無需差分放大器進一步加載。如果V1和V2輸入已經是真正的差分輸入，例如信號變壓器的輸出，則可以在它們之間使用一個匹配的終端電阻。但是，請記住，對于V1和V2輸入，必須始終存在定義的直流信號路徑；對于變壓器情況，中心抽頭次級連接到地面將提供最佳的直流操作點。

DAC跨阻放大器

高頻DDC-dac需要一個低失真的輸出放大器，以保持其SFDR性能進入真實的負載。單端輸出驅動實現如圖4所示。在該電路中，只使用互補輸出驅動信號的一側。該圖顯示了連接到OPA642的虛擬接地和結的信號輸出電流，OPA642被設置為跨阻級或“I-V轉換器”。DAC未使用的電流輸出接地。如果DAC要求其輸出端接至非接地的合規電壓進行操作，則適當的電壓電平可應用于OPA642的非逆變輸入端。這個電路的直流增益等于射頻。在高頻下，DAC輸出電容將在OPA642的噪聲增益中產生零，這可能導致閉環頻率響應的峰值。在射頻中加入CF以補償噪聲增益峰值。為了實現平坦的跨阻頻率響應，反饋網絡中的該極點應設置為：

其轉角頻率ƒ-3dB約為：

有源濾波器

大多數有源濾波器拓撲將使用OPA642的寬帶和單位增益穩定性提供優異的性能。采用電容反饋的拓撲需要單位增益穩定的電壓反饋運算放大器。SallenKey濾波器簡單地將運算放大器用作RC網絡中的非反轉增益級。電流或電壓反饋運算放大器可用于Sallen-Key實現。

圖5顯示了一個示例Sallen-Key低通濾波器，其中OPA642被設置為提供+2的低頻增益。選擇濾波器組件值，以獲得最大平坦的巴特沃斯響應，帶寬為5MHz–3dB。電阻值已經過輕微調整，以補償該配置中由OPA642提供的150MHz帶寬的影響。該濾波器可與ADC驅動器建議相結合，以提供中等（2極）奈奎斯特濾波、限制噪聲和帶外分量到ADC的輸入中。該濾波器將提供高SFDR A/D轉換器（如ADS804（12位、10MSPS、80dB SFDR）所需的極低諧波失真。

操作建議

優化電阻值

由于OPA642是一個單位增益穩定的電壓反饋運算放大器，反饋和增益設置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動態范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設置的。對于非反相單位增益跟隨器應用，反饋連接應采用25Ω電阻器，而不是直接短路。這將隔離反向輸入電容和輸出引腳，并改善頻率響應平坦度。通常，反饋電阻值應在200Ω和1kΩ之間。低于200Ω時，反饋網絡將呈現額外的輸出負載，這會降低OPA642的諧波失真性能。高于1kΩ時，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會導致放大器響應中的非故意頻帶限制。

一個好的經驗法則是將RF和RG的并行組合（圖1）設定為小于約200Ω。組合阻抗RF | | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網絡中增加一個極點，從而使正向響應為零。假設反向節點上寄生2pF，保持RF | | RG<200Ω將使該極保持在400MHz以上。就其本身而言，這個約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個kΩ。只要射頻形成的磁極和并聯的寄生電容不在感興趣的頻率范圍內，這是可以接受的。

在反向配置中，必須注意額外的設計考慮。RG成為輸入電阻，因此成為驅動源的負載阻抗。如果需要阻抗匹配，可以將RG設置為所需的終端值。然而，在低反向增益時，所產生的反饋電阻值可以為放大器輸出提供一個重要的負載。例如，如果逆變增益為2，且輸入匹配電阻為50Ω（=RG），則需要一個100Ω的反饋電阻器，這將有助于輸出負載與外部負載并聯。在這種情況下，最好同時增加RF和RG值，然后用第三個對地電阻來實現輸入匹配阻抗。總輸入阻抗變成RG和附加并聯電阻的并聯組合。

帶寬與增益

當閉環信號顯示增益反饋增加時，增益反饋減小。理論上，這種關系用規范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，GBP除以非反轉信號增益（也稱為噪聲增益，或NG）將預測閉環帶寬。實際上，這只在相位裕度接近90°時成立，就像在高增益配置中一樣。在低信號增益下，大多數放大器將表現出更復雜的響應和更低的相位裕度。OPA642經過優化，在增益為2的情況下，給出最大平坦的二階巴特沃斯響應。在這種配置中，OPA642具有大約60°的相位裕度，并且將顯示150MHz的典型-3dB帶寬。當相位裕度為60°時，閉環帶寬大約比GBP除以噪聲增益的預測值大√2。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預測值（GBP/NG）。當增益為+10時，典型規范中顯示的21MHz帶寬與使用簡單公式預測的帶寬和210MHz的典型GBP一致。

輸出驅動能力

OPA642已經過優化，可以驅動雙端傳輸線的高要求負載。當驅動50Ω線路時，在電纜中使用一個50Ω的串聯，并在電纜末端使用一個50Ω的終端負載。在這些條件下，電纜的阻抗在很寬的頻率范圍內表現為電阻，OPA642上的總有效負載與反饋網絡的電阻并聯為100Ω。技術規格顯示在這樣一個負載中有一個保證的±2.5V擺幅，然后在終端電阻處減小到±1.25V的擺幅。保證的±35mA輸出驅動過溫為該負載提供了足夠的電流驅動裕度。當驅動高阻抗負載時，可以實現更高的電壓波動（和更低的失真）。

單個視頻負載通常顯示為驅動放大器的150Ω負載（使用標準75Ω電纜）。OPA642提供足夠的電壓和電流驅動，以支持NTSC信號最多3個并行視頻負載（總負載50Ω）。在只有一個負載的情況下，OPA642實現了異常低的0.007%/0.008°dG/dP誤差。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻，也是最常見的負載條件之一是電容性負載。像OPA642這樣的高速、高開環增益放大器，當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，其穩定性和閉環響應峰值非常敏感。簡單地說，電容性負載與放大器的開環輸出電阻發生反應，在環路中引入額外的極點，從而減小相位裕度。這個問題已經成為應用程序注釋和文章的熱門話題，并且已經提出了一些解決這個問題的外部解決方案。當主要考慮頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋回路隔離。這并沒有從環路響應中消除極點，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩定性。

典型性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。設置推薦電阻器的標準是負載處的最大帶寬、平坦頻率響應。由于現在在輸出管腳和負載電容之間有一個無源低通濾波器，輸出管腳本身的響應通常有點峰值，并且在RC網絡的滾降作用后變得平坦。在大多數應用程序中，這不是一個問題，但是如果負載下的期望信號擺幅非常接近放大器的擺幅極限。這種限幅最有可能發生在脈沖響應應用中，其中頻率峰值表現為階躍響應中的過沖。

大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA642的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個設備的連接很容易導致超過此值。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近OPA642輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（見電路板布局指南）。

失真性能

OPA642能夠以高頻率和低增益傳輸異常低的失真信號。典型性能曲線中的畸變圖顯示了各種情況下的典型畸變。大多數曲線圖的動態范圍限制為100dB。在信號電平超過0.5V和/或基頻超過500kHz之前，OPA642的失真不會上升到–100dBc以上。音頻帶失真≤–120分貝。

一般來說，在基波信號達到很高的頻率或功率之前，二次諧波將主導失真，而三次諧波分量可以忽略不計。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。請記住，在非反相配置中，總負載包括反饋網絡這是RF+RG的總和，而在反向配置中，這只是RF（圖1）。增大輸出電壓擺幅直接增加諧波失真。輸出擺幅增加6dB通常會增加二次諧波12dB和三次諧波18dB。增加信號增益也會增加二次諧波失真。同樣，增加6分貝的增益將增加第二和第三諧波6分貝，即使在恒定的輸出功率和頻率。最后，由于環路增益隨頻率的衰減，失真隨著基頻的增加而增加。相反地，失真將改善到低頻，直至大約3kHz的主開環極點。從2Vp-p的–90dBc二次諧波到500Ω，G=+2 1MHz下的失真（根據典型性能曲線），20kHz下的二次諧波失真應大約為–90dB–20log（1MHz/20kHz）=–124dBc。

OPA642具有極低的三階諧波失真。這也提供了一個非常好的雙音，三階互調截獲，如典型性能曲線所示。當通過50Ω匹配電阻器驅動時，截距曲線定義為50Ω負載，以便與射頻MMIC設備直接比較。該網絡將輸出端到負載的電壓擺幅衰減6dB。如果OPA642直接驅動到高阻抗設備（例如ADC）的輸入端，則不會采用這種6dB的衰減。在這些條件下，截距至少增加6dBm。截距用于預測兩個相鄰頻率的互調雜散。如果兩個測試頻率f1和f2是根據平均頻率和δ頻率fO=（f1+f2）/2和∆f=| f2–f2 |/2規定的，則這兩個三階雜音將以fO±（3•∆f）出現。兩個相等的測試音調功率電平和這些互調雜散功率電平之間的差由2•（IM3–PO）給出，其中IM3是從典型性能曲線中提取的截距，PO是兩個緊密間隔的測試頻率之一在50Ω負載下的功率電平（dBm）。例如，在10MHz時，增益為+2的OPA642在匹配的50Ω負載下的截距為46dBm。如果兩個頻率的全包絡需要為2Vp-p，則要求每個音調為4dBm。三階互調雜散音調將低于測試音調功率電平（-80dBm）2•（46–4）=84dBc。如果同樣的2Vp-p雙音包絡線直接傳送到ADC的輸入端，而沒有匹配的損耗或50Ω網絡的負載，截距將增加到至少52dBm。在相同的信號和增益條件下，但現在直接在輕負載下行駛，雜散音調將至少比1Vp-p測試音調信號電平低2•（52–4）=96dBc。

噪聲性能

OPA642以低輸入噪聲項補充其超低諧波失真。輸入參考電壓噪聲和兩個輸入參考電流噪聲項結合在一起，可在各種工作條件下產生較低的輸出噪聲。圖6顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是以nV/√Hz或pA/√Hz表示的噪聲電壓或電流密度項。

總的輸出點噪聲電壓可以計算為輸出噪聲電壓貢獻項的平方根。這種計算方法是在輸出端疊加所有的噪聲功率，然后取平方根得到一個點噪聲電壓。方程式1顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，使用圖6所示的術語。

將該表達式除以噪聲增益（GN=1+RF/RG）將得到非逆變輸入下的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式2所示。

對圖1所示OPA642電路的這兩個方程進行評估，可得出總輸出點噪聲電壓為6.7nV/√Hz，等效輸入點噪聲電壓為3.35nV/√Hz。

窄帶通信系統通常關心放大器的噪聲系數。總輸入參考電壓噪聲表達式（公式2）可用于計算噪聲系數。方程3顯示了這個噪聲系數表達式，使用式2的EN表示非反相配置，其中輸入端接電阻器RT已設置為與源阻抗匹配（如圖1所示）。

對圖1電路的方程式3進行計算，得出噪聲系數=17.6dB。輸入變壓器耦合可用于降低該噪聲系數。寬帶脈沖變壓器可以提供一個無噪聲的電壓增益和一個更優化的源阻抗，以最小化噪聲系數。圖7顯示了根據圖1的電路構建的示例，其中變壓器匝數比已設置為最小噪聲系數的最接近整數。最佳匝數比的計算公式如下：

這一優化很大程度上取決于所選的放大器和配置。

直流偏移控制

OPA642由于其高開環增益、高共模抑制、高電源抑制以及低輸入偏移電壓和偏置電流偏移誤差，可提供優異的直流信號精度。任何封裝類型的高級（B）版本提供小于1mV的輸入偏移電壓。為了充分利用這種低的輸入偏置電壓，還需要仔細注意輸入偏置電流的消除。OPA642的高速輸入級具有相對較高的輸入偏置電流（25μa典型輸入引腳），但兩個輸入電流之間的匹配非常接近，通常為100nA的輸入偏置電流。通過匹配兩個輸入端的源阻抗，可以大大降低總輸出偏移電壓。例如，向圖1的電路添加偏置電流消除的一種方法是將175Ω串聯電阻器插入50Ω端接電阻器的非逆變輸入端。當輸入端阻抗為50Ω時，輸入端的阻抗將增加到50Ω。由于這現在等于反向輸入（RF | | RG）外的阻抗，電路將抵消輸出的偏置電流增益，只留下偏置電流乘以反饋電阻作為輸出端的殘余直流誤差項。使用402Ω反饋電阻器，該輸出誤差現在將小于3μa•402Ω=1.2mV。

有時需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在運算放大器電路中引入直流偏移控制有許多技術。這些技術中的大多數最終都會減少到通過反饋電阻設置直流電流。選擇一種技術的一個關鍵考慮因素是確保它對期望的信號路徑頻率響應的影響最小。如果信號路徑打算是非反相的，則偏移控制最好作為反相求和信號應用。如果信號路徑要反轉，可以考慮對非反轉輸入應用偏移控制。對于直流耦合信號，在某些配置中，直流偏移信號可以設置直流電流回到必須考慮的源中。對反向運算放大器輸入進行調整也可以改變噪聲增益和頻率響應平坦度。圖8顯示了對信號頻率響應影響最小的直流耦合信號路徑的偏移調整示例。在這種情況下，輸入被引入到一個逆變增益電阻器，直流調節的附加電流加在逆變節點上。設置此電流的電阻網絡比信號通路電阻大得多。這將確保這種調整對環路增益和頻率響應的影響最小。

熱分析

OPA642在大多數操作條件下不需要散熱。所需的最高結溫將設置如下所述的最大允許內部功耗。在任何情況下，最高結溫不得超過175℃。

工作結溫度（TJ）由TA+PD•θJA給出。總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）中分配的用于傳輸負載的附加功率之和動力。靜止功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號和負載，但對于接地電阻負載，當輸出固定在等于1/2電源電壓的電壓時（對于相等的雙極電源），PDL將處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（4•RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率而不是負載。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA642N（SOT23-5封裝）計算最大TJ，該電路在最高規定環境溫度+85°C下運行。PD=10V•26mA+5^2/（4•（100Ω| 804Ω））=330mW。最大TJ=+85°C+0.33W•150°C/W=135°C。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA642需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a） 將信號輸入/輸出引腳的寄生電容降至最低。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。地面和動力飛機應該在飛機上的其他地方完好無損。

b） 將電源插腳與高頻0.1F去耦電容器之間的距離（<0.25“）減至最小。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。主電源連接（插腳4和7）應始終與這些電容器斷開連接。引腳5和8上的可選輸出級電源連接可用于稍微改善諧波失真和穩定時間（對于8針封裝部件）。將0.1μF去耦電容器放在離這些引腳很近的地方，以提高性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c） 仔細選擇和放置外部組件將保持OPA642的高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜和碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板跟蹤長度盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡元件，如非轉換輸入端接電阻器，也應放在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會在500MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路運行。保持電阻值盡可能低，以符合負載驅動的考慮。典型性能規范中使用的402Ω反饋是設計的良好起點。注意，對于單位增益跟隨器應用，建議使用25Ω反饋電阻器，而不是直接短路。這有效地將反向輸入電容與輸出引腳隔離，否則會導致+1頻率響應增益的輕微峰值。

d） 與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板上傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載，并根據推薦的RS與電容性負載的曲線設置RS。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA642名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。更高的寄生電容。當信號增益增加（增加空載相位裕度）時，允許不帶RS的負載。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載圖所示。根據電路板材料和跡線尺寸定義的特性板跡線阻抗，在目標器件輸入端使用匹配的串聯電阻，從OPA642的輸出端進入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合：這個總有效阻抗應設置為與跟蹤阻抗匹配。多個目的地設備最好作為單獨的傳輸線來處理，每一個都有自己的串聯和并聯終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如RS與電容性負載的關系圖所示。這將無法保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e） 不建議將OPA642這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA642焊接到電路板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產生良好的效果。

輸入和ESD保護

OPA642是建立在一個非常高速互補雙極工藝。由于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。如圖9所示，所有設備引腳都由內部ESD保護二極管保護電源。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅動至OPA642的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

高輸入過驅動信號也會在+和–輸入之間造成顯著的電壓差。當該電壓超過最大額定電壓±1.2V時，應在兩個輸入端添加外部肖特基保護二極管。同樣，由這些二極管增加的電容會降低噪聲和交流性能，只應在必要時使用。圖9顯示了OPA642的全功能輸入保護電路。這是圖1的電路，輸入端有附加的限制電阻，輸入端有肖特基鉗位二極管。選擇這些電阻值是為了限制噪聲和頻率響應的退化，實現直流偏置電流抵消，并限制過驅動條件下的電流。

設計工具

示范板

在使用OPA642的三種封裝風格的電路性能的初始評估中，有幾個PC板可用。兩塊部分組裝的電路板可用于銷售，以支持DIP（P后綴）和SO-8（U后綴）包。這些電路板部分裝配了電源和I/O連接器，但沒有加載放大器或電阻網絡。兩塊板都配置為低失真，非反相放大器操作。從當地BurrBrown經銷商處訂購以下零件號的電路板：

DEM-OPA64XP-N用于OPA642P和OPA642PB（8針DIP封裝）

DEM-OPA64XU-N適用于OPA642U和OPA642UB（8針SO封裝）

OPA642的SOT23-5封裝版本可以使用一個單獨的未填充板進行評估，該板用于Burr Brown提供的許多SOT23-5封裝放大器。該委員會可從伯爾布朗文學部作為一個不受歡迎的董事會附于描述性文件。此板DEM-OPA6xxN可通過索取文獻編號MKT-348免費獲得。

宏模型和應用程序支持

在分析模擬電路和系統的性能時，使用SPICE對電路性能進行計算機模擬是非常有用的。這對于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因為寄生電容和電感會對電路性能產生重大影響。OPA642的SPICE模型可通過Burr Brown網頁獲得()或者是Burr Brown應用部門的磁盤（1-800548-6132）。申請部門也可以通過這個號碼獲得設計幫助。這些模型可以很好地預測各種運行條件下的小信號交流和瞬態性能。它們在預測諧波失真或dG/dP特性方面做得不好。這些型號不試圖區分封裝類型在其小信號交流性能。

　　安芯科創是一家國內芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產降成本等解決方案,可承接項目開發,以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經理：15382911663）

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