特征

●寬帶+5V工作：225MHz（G=+2）

●單位增益穩定：280MHz（G=1）

●高輸出電流：150mA

●輸出電壓擺幅：±4.0V

●高轉換率：2100V/μs

●低dG/dφ：.001%/.01°

●低供電電流：6mA

●低失能電流：320μA

應用

●xDSL線路驅動器

●寬帶視頻緩沖器

●高速成像通道

●便攜式儀器

●ADC緩沖器

●有源濾波器

●寬帶逆變和

●高SFDR中頻放大器

說明

OPA681為寬帶電流反饋運算放大器設定了一個新的性能水平。在非常低的6mA電源電流下運行，OPA681提供了一個轉換率和輸出功率，通常與更高的供電電流相關。一個新的輸出級結構提供了一個高輸出電流最小的電壓凈空和交叉失真。這提供了特殊的單一供應操作。使用單+5V電源，OPA681可以提供1V到4V的輸出擺幅，驅動電流超過100mA，帶寬為150MHz。這種功能組合使OPA681成為理想的RGB線路驅動器或單電源ADC輸入驅動器。

OPA681的低6mA電源電流在25°C下精確調整。這種微調以及低溫度漂移，保證了比競爭產品更低的保證最大供電電流。可通過使用可選的禁用控制引腳進一步降低系統功率。保持此禁用引腳處于打開狀態，或保持在高位，即可正常工作。如果拉低，OPA681的電源電流將下降到320μA以下，同時輸出進入高阻抗狀態。此功能可用于節能或視頻多路復用應用。

OPA681相關產品

200MHz射頻求和放大器

典型性能曲線：VS=±5V

G=+2，RF=402Ω，RL=100Ω，除非另有說明（見圖1）。

G=+2，RF=499Ω，RL=100Ω至+2.5V，除非另有說明（見圖2）。

應用程序信息

寬帶電流反饋操作

OPA681提供了寬帶電流反饋運算放大器的卓越交流性能，具有高度線性、高功率輸出級。只需要6mA的靜態電流，OPA681將擺動至任一供電軌的1V范圍內，并在室溫下保證提供超過135mA的電流。這種低輸出凈空要求，加上獨立于電源電壓的偏壓，提供了顯著的單（+5V）電源操作。OPA681將提供大于200MHz的帶寬，在單個+5V電源上驅動2Vp-p輸出到100Ω。以前的增強輸出級放大器通常由于輸出電流過零而遭受非常差的交叉失真。OPA681實現了一個相當的功率增益和更好的線性度。電流反饋運放比電壓反饋運放的主要優點是交流性能（帶寬和失真）與信號增益相對獨立。對于低增益下類似的交流性能，在提高直流精度的情況下，考慮高轉換率、單位增益穩定、電壓反饋OPA680。

圖1顯示了作為±5V規格和典型性能曲線基礎的直流耦合+2增益雙電源電路配置。出于測試目的，使用接地電阻將輸入阻抗設置為50Ω，使用串聯輸出電阻將輸出阻抗設置為50Ω。規范中報告的電壓波動直接在輸入和輸出引腳處獲得，而負載功率（dBm）則在匹配的50Ω負載下定義。對于圖1中的電路，總有效負載為100Ω||804Ω=89Ω。禁用控制線（DIS）通常保持打開，以保證放大器正常工作。圖1中包含一個可選組件。除了通常的電源對地解耦合電容器外，兩個電源引腳之間還包括一個0.1μF電容器。在實際的PC板布局中，這種可選的附加電容器通常會將2次諧波失真性能提高3分貝至6分貝。

圖2顯示了交流耦合，+2增益，單電源電路配置，用作+5V規格和典型性能曲線的基礎。雖然不是“railto-rail”設計，但與其他非常寬頻帶電流反饋運算放大器相比，OPA681需要最小的輸入和輸出電壓余量。它將提供一個3Vp-p輸出擺幅單+5V的帶寬大于150MHz。寬帶單電源運行的關鍵要求是保持輸入和輸出信號在輸入和輸出的可用電壓范圍內擺動。圖2的電路使用來自+5V電源（兩個806Ω電阻器）的簡單電阻分壓器建立輸入中點偏置。然后輸入信號被交流耦合到這個中點電壓偏置中。輸入電壓可以在任何一個電源引腳的1.5V范圍內擺動，在電源引腳之間提供一個2Vp-p輸入信號范圍。調整用于測試的輸入阻抗匹配電阻器（57.6Ω），以在包括偏置分配器網絡的并聯組合時提供50Ω的輸入匹配。增益電阻（RG）是交流耦合的，給電路一個+1的直流增益，這也將輸入直流偏置電壓（2.5V）施加在輸出端。反饋電阻值已從雙極供電條件進行調整，以便在+5V、增益為+2的情況下重新優化平坦頻率響應（請參閱設置電阻值以優化帶寬）。同樣，在單個+5V電源上，輸出電壓可以在任何一個電源引腳的1V范圍內擺動，同時提供超過80mA的輸出電流。在這個特性化電路中使用了一個要求100Ω的負載到一個中點偏置。OPA681中使用的新的輸出級可以以最小的交叉失真將大的雙極輸出電流傳輸到這個中點負載中，如+5V電源、三次諧波失真圖所示。

單電源A/D轉換器接口

大多數現代的高性能A/D轉換器（如德州儀器公司的ADS8xx和ADS9xx系列）都是在一個+5V（或更低）的電源上工作的。對于單電源運算放大器來說，在信號頻率超過5MHz的ADC輸入端提供低失真輸入信號是一個相當大的挑戰。OPA681的高轉換率、異常的輸出擺幅和高線性度使其成為理想的單電源ADC驅動器。圖3顯示了一個非常高性能10位60MSPS CMOS轉換器的輸入接口示例。

圖3電路中的OPA681提供了>180MHz帶寬，信號增益為+4，輸出擺幅為2Vp-p。OPA681中使用的電流反饋內部結構的主要優點之一是，隨著信號增益的增加，可以保持高帶寬。通過劃分內部ADC參考梯形圖的頂部和底部，非反相輸入偏置電壓參考ADC信號范圍的中點。在增益電阻（RG）交流耦合的情況下，該偏壓對輸出的增益為+1，同時也使輸出電壓擺幅居中。在20MHz模擬輸入頻率和60MSPS時鐘頻率下測試的性能給出>58dBc的SFDR。

寬帶逆變和放大器

由于電流反饋運算放大器的信號帶寬可以獨立于噪聲增益（NG，其通常與非反相信號增益相同）來控制，因此可以使用OPA681來實現非常寬帶的反相求和級。本數據表首頁的電路顯示了一個反向求和放大器的例子，其中電阻值已調整以保持最大帶寬和輸入阻抗匹配。如果假設每個射頻信號由50Ω源驅動，則該電路的NG將為（1+100Ω/（100Ω/5））=6。總反饋阻抗（從VO到逆變誤差電流）是RF+（RI x NG）的總和，其中RI是從求和結看逆變輸入的阻抗（參見設置電阻值以優化性能部分）。使用100Ω反饋（從每個輸入到輸出引腳的信號增益為–2）需要一個額外的20Ω與逆變輸入串聯，以增加反饋阻抗。將此電阻器添加到典型的內部RI=41Ω時，總反饋阻抗為100Ω+（65Ωx 6）=490Ω，等于在NG=6時獲得最大帶寬平坦頻率響應所需的值。測試的性能顯示，在匹配的50Ω負載下，通過100MHz，小信號帶寬超過200MHz，壓縮15dBm–1dBm。

寬帶視頻多路復用

視頻速度放大器（包括禁用管腳）的一個常見應用是將多個放大器輸出連接在一起，然后從幾個可能的視頻輸入中選擇哪一個輸入到一條線路上。這個簡單的“有線或視頻多路復用器”可以很容易地使用OPA681實現，如圖4所示。

通常，在視頻信號中的同步或回溯時間執行信道切換。此時兩個輸入大約相等。OPA681的“先通后斷”的禁用特性確保了在使用如圖4所示的有線或電路時，始終有一個放大器控制線路。由于兩個輸入在通道之間的轉換過程中可能短時間處于接通狀態，因此輸出通過輸出阻抗匹配電阻器（在本例中為82.5Ω）進行組合。當一個通道被禁用時，它的反饋網絡形成了輸出阻抗的一部分，并在輸出到電纜上時輕微地衰減信號。增益和輸出匹配電阻略有增加，以在匹配負載下獲得+1的信號增益，并為電纜提供75Ω的輸出阻抗。視頻多路復用器連接（圖4）還可確保未選定信道輸入端的最大差動電壓不超過標準視頻信號電平的額定±1.2V最大值。

禁用操作部分顯示了使用單通道接地輸入的開啟和關閉開關故障通常小于±50mV。當兩個輸出被切換時（如圖6所示），由于“先通后斷”的禁用定時，輸出線始終由一個或另一個放大器控制。在這種情況下，兩個0V輸入的開關故障降至<20mV。

單電源中頻放大器

OPA681提供的高帶寬，同時運行在一個單一的+5V電源本身很適合中頻放大器的應用。使用像OPA681這樣的運算放大器作為中頻放大器的一個優點是，與靜態功耗相比，可以實現精確的信號增益以及更低的三階互調。此外，OPA681在SOT23-6封裝中提供了一個非常小的封裝，具有電源關閉功能，適用于便攜式應用。在中頻放大器中使用運算放大器的一個問題是它們的噪聲系數相對較高。有時有人建議，最佳源電阻可以用來最小化運算放大器的噪聲系數。增加一個電阻來達到這個最佳值可以提高噪聲系數，但實際上會降低信噪比。一種更有效的方法是通過輸入變壓器將信號引入。圖5顯示了一個對OPA681特別有用的示例。

通過升壓變壓器將信號引入逆變輸入增益電阻器對OPA681有幾個優點。首先，非逆變輸入端的去耦電容消除了非逆變輸入電流噪聲對輸出噪聲的貢獻。其次，如果運算放大器的輸入噪聲電壓被反射到RG的輸入側，它實際上被衰減了。使用1:2（匝數比）的升壓變壓器將一次側至二次側的50Ω源阻抗作為200Ω源阻抗（200ΩRG電阻通過變壓器一次側作為50Ω輸入匹配阻抗反射）。放大器輸出的噪聲增益（NG）為1+600/400=2.5V/V。將運算放大器的2.2nV/√Hz輸入電壓噪聲乘以輸出的噪聲增益，然后將該噪聲項反射到RG電阻器的輸入側，除以3。當反射到運算放大器電路的輸入點時，非反相輸入電壓噪聲的凈增益為0.833。當回到變壓器一次側時，這將進一步降低。

圖5中相對較低的增益中頻放大器電路在變壓器的輸入端給出了12dB的噪聲系數。將RF電阻增加到600Ω（一旦RG設置為200Ω以進行輸入阻抗匹配），將略微降低帶寬。測量結果表明，圖5電路的小信號帶寬為150MHz，通過30MHz的平坦度非常高。盡管OPA681在2音、3階互調失真方面沒有表現出截獲特性，但它通過高輸出功率和高頻率保持了非常高的無雜散動態范圍。圖5中單電源電路匹配負載下的最大單音功率為1dBm（這要求2音包絡在OPA681的輸出引腳處有2.8Vp-p的擺動）。圖5電路在該最大負載功率下測得的2音SFDR在頻率至30MHz時超過55dBc。

設計工具

示范板

在使用OPA681的三種封裝風格下，有幾個PC板可用于輔助電路性能的初步評估。所有這些都是免費的，作為一個不受歡迎的個人電腦板提供說明文件。下表顯示了這些板的摘要信息。

請聯系TI應用支持熱線以請求任何這些板。

宏模型和應用程序支持

在分析模擬電路和系統的性能時，使用SPICE對電路性能進行計算機模擬是非常有用的。這對于視頻和射頻放大器電路尤其如此，因為寄生電容和電感會對電路性能產生重大影響。OPA681的SPICE模型可以通過TI網站獲得或作為TI應用部門的磁盤上的一個型號（1-800-548-6132）。應用部門也可以通過此號碼獲得設計幫助。這些模型可以很好地預測各種運行條件下的小信號交流和瞬態性能。它們在預測諧波失真或dG/dφ方面的效果并不理想特征。這些型號不試圖區分封裝類型在其小信號交流性能。

操作建議

設置電阻值以優化帶寬

像OPA681這樣的電流反饋運算放大器可以通過適當調整外部電阻值來保持幾乎恒定的信號增益帶寬。典型的性能曲線顯示了這一點；隨著增益的增加，小信號帶寬僅略有下降。這些曲線還表明，反饋電阻已經改變了每個增益設置。電流反饋運放電路逆變側的電阻“值”可被視為頻率響應補償元件，而它們的“比值”設置信號增益。圖6顯示了OPA681的小信號頻率響應分析電路。

這種電流反饋運放模型的關鍵元素是：

α→從非反相輸入到反相輸入的緩沖增益

RI→緩沖器輸出阻抗

iERR→反饋錯誤電流信號

Z（s）→從iERR到VO的頻率相關開環跨阻增益

緩沖器增益通常非常接近1.00，并且通常從信號增益考慮中被忽略。但是，它將為單個運放差分放大器配置設置CMRR。對于緩沖器增益α<1.0，CMRR=–20 x log（1–α）dB。

緩沖區輸出阻抗RI是帶寬控制方程的一個關鍵部分。OPA681通常約為41Ω。

電流反饋運算放大器感測逆變節點中的誤差電流（與電壓反饋運算放大器的差分輸入誤差電壓相反），并通過內部頻率相關的跨阻增益將其傳遞到輸出端。典型的性能曲線顯示了這種開環跨阻響應。這類似于電壓反饋運放的開環電壓增益曲線。發展圖6電路的傳遞函數得出方程式1：

這是以回路增益分析格式編寫的，其中非無限開環增益引起的誤差以分母表示。如果Z（s）在所有頻率上都是無窮大的，方程1的分母將減小為1，分子中顯示的理想期望信號增益將得到。方程式1分母中的分數決定了頻率響應。方程2顯示為回路增益方程：

如果在開環跨阻圖的頂部繪制20x對數（RF+ngx RI），兩者之間的差就是給定頻率下的環路增益。最終，Z（s）滾減到等于方程2的分母，此時環路增益減小到1（曲線相交）。等式1給出的放大器的閉環頻率響應開始衰減，與電壓反饋運算放大器的噪聲增益等于開環電壓增益的頻率完全相似。這里的區別在于，等式2分母中的總阻抗可以與期望的信號增益（或NG）稍微分開控制。

OPA681經過內部補償，在±5V電源的NG=2時，RF=402Ω的頻率響應最大平坦。計算方程2的分母（即反饋跨導）得到了484Ω的最佳目標。隨著信號增益的變化，ngx-RI項在反饋互阻抗中的貢獻也會發生變化，但通過調整RF可以使其保持不變。方程3給出了最佳射頻過信號增益的近似方程：

隨著期望信號增益的增加，這個方程最終將預測一個負的射頻。也可以通過將RG保持在20Ω的最小值來設置此調整的主觀限制。較低的值將在輸入級和輸出級加載緩沖級，如果RF太低，實際上會降低帶寬。圖7顯示了±5V和單個+5V操作的推薦RF與NG。此處顯示的RF與gain的值大約等于用于生成典型性能曲線的值。它們的不同之處在于，典型性能曲線中使用的優化值也對簡化分析中未考慮到的板寄生進行了校正，從而得出方程3。圖7中顯示的值為需要帶寬優化的設計提供了一個良好的起點。

進入逆變輸入的總阻抗可用于調整閉環信號帶寬。在逆變輸入和求和結之間插入一個串聯電阻將增加反饋阻抗（方程式2的分母），從而降低帶寬。這種帶寬控制方法用于首頁的逆變求和電路。OPA681的內部緩沖器輸出阻抗受從非反相輸入端子向外看的源阻抗的影響很小。高源電阻會增加RI，降低帶寬。對于那些通過高值電阻在非反相輸入處產生中點偏置的單電源應用，去耦電容器對于電源噪聲抑制、非反相輸入噪聲電流分流以及最小化圖6中RI的高頻值至關重要。

反轉放大器操作

由于OPA681是一種通用的寬帶電流反饋運算放大器，所以大多數常見的運算放大器應用電路都可供設計者使用。由于反饋電阻是電流反饋運算放大器的補償元件，因此需要反饋元件（例如積分器、跨阻、一些濾波器）具有相當靈活性的應用應考慮單位增益穩定電壓反饋OPA680。寬帶逆變操作（尤其是求和）特別適用于OPA681。圖8顯示了一個典型的逆變配置，圖1中的輸入/輸出阻抗和信號增益保留在逆變電路配置中。

在反向配置中，必須注意兩個關鍵的設計考慮因素。首先，增益電阻（RG）成為信號通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當信號通過電纜、雙絞線、長PC板跡線或其他傳輸線導體耦合時，這是有益的），則通常需要在地上添加一個額外的匹配電阻器。RG本身通常不會設置為所需的輸入阻抗，因為它的值以及所需的增益將決定從頻率響應角度來看可能是非最佳的RF。電源的總輸入阻抗變成RG和RM的并聯組合。

第二個主要考慮因素，在上一段中提到，是信號源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，并將通過方程1對帶寬產生輕微影響。圖8中所示的值通過略微降低RF（圖1）來重新優化圖8（NG=2.74）噪聲增益的帶寬來解釋這一點。在圖8的示例中，RM值與外部50Ω源阻抗并聯組合，產生50Ω| | 68Ω=28.8Ω的有效驅動阻抗。該阻抗與RG串聯，用于計算噪聲增益，即NG=2.74。將該值連同圖8中的RF和41Ω的反向輸入阻抗一起插入方程3中，以獲得幾乎等于484Ω最佳值的反饋跨阻抗。

注意，在這個雙極性電源逆變應用中，非逆變輸入直接接地。通常建議在非逆變輸入端接地附加一個電阻，以實現輸出端的偏置電流誤差消除。電流反饋運算放大器的輸入偏置電流通常在幅值或極性上都不匹配。在圖8電路中，將電阻連接到OPA681的非反相輸入端，實際上將為該輸入端的偏置電流和噪聲電流提供額外的增益，但由于輸入偏置電流不匹配，因此不會減小輸出直流誤差。

輸出電流和電壓

OPA681提供的輸出電壓和電流能力是無與倫比的低成本單片運算放大器。在25°C的空載條件下，輸出電壓通常比任何一條供電軌的電壓波動更接近1V；保證的擺動限制在任何一條供電軌的1.2V范圍內。在15Ω負載（最小測試負載）中，保證輸出超過±135mA。

上述規范雖然在行業中很熟悉，但分別考慮了電壓和電流限制。在許多應用中，它是電壓x電流，或V-I乘積，它與電路運行更相關。參考典型性能曲線中的“輸出電壓和電流限制”圖。此圖的X軸和Y軸分別顯示零電壓輸出電流限制和零電流輸出電壓限制。這四個象限給出了OPA681輸出驅動能力的更詳細的視圖，并指出該圖以1W最大內部功耗的“安全操作區域”為界。將電阻負載線疊加到圖上表明，OPA681可以在不超過輸出能力或1W功耗限制的情況下，將±2.5V驅動到25Ω或±3.5V到50Ω。100Ω負載線（標準測試電路負載）顯示完全±3.9V輸出擺動能力，如典型技術規格所示。

最小規定的輸出電壓和電流過溫是通過最壞情況模擬在極端低溫下設定的。只有在冷啟動時，輸出電流和電壓才會降低到保證表中所示的數值。當輸出晶體管提供功率時，它們的結溫會升高，降低它們的VBE（增加可用輸出電壓擺幅）和增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩態運行中，由于輸出級結溫將高于規定的最低工作環境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規范中所示的值。

為保持最大輸出級線性度，不提供輸出短路保護。這通常不會是一個問題，因為大多數應用程序在輸出端包括一個串聯匹配電阻器，如果該電阻器的輸出端對地短路，它將限制內部功耗。然而，在大多數情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳（8引腳封裝）上會損壞放大器。如果需要額外的短路保護，考慮電源線中的小串聯電阻器。這將在重輸出負載下，減小可用輸出電壓擺動。每個電源線中的5Ω串聯電阻器將限制輸出短路時的內部功耗小于1W，同時將可用輸出電壓擺幅降低到0.5V，以達到100mA的所需負載電流。始終將0.1μF電源去耦電容器直接放置在電源引腳上的這些電源限流電阻器之后。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一就是電容負載。通常，電容性負載是A/D轉換器的輸入端，包括額外的外部電容，這可能是為了改善A/D線性度而建議的。當電容性負載直接施加在輸出引腳上時，像OPA681這樣的高速、高開環增益放大器很容易受到穩定性下降和閉環響應峰值的影響。當考慮放大器的開環輸出電阻時，這種電容性負載會在信號通路中增加一個極點，從而降低相位裕度。有人提出了解決這個問題的幾種外部解決辦法。當主要考慮頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真時，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯的隔離電阻，將電容性負載與反饋回路隔離。這并沒有從環路響應中消除極點，而是將其移位，并在更高頻率下添加零。附加零位的作用是消除電容性負載極的相位滯后，從而增加相位裕度，提高穩定性。

典型性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負載以及負載下產生的頻率響應。大于2pF的寄生電容性負載會開始降低OPA681的性能。很容易造成多個設備線路板的超長連接，從而造成線路板的超長。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近OPA681輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（見電路板布局指南）。

失真性能

OPA681在±5V電源的100Ω負載下提供了良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在較輕負載和/或在單個+5V電源上運行提供了優異的性能。第二次諧波或第三次諧波通常會占主導地位，直到第三次諧波信號達到可以忽略不計的水平。然后聚焦于二次諧波，增加負載阻抗直接改善失真。記住，在圖1中，RF是反向配置中的總負載。此外，在電源引腳之間提供額外的電源去耦合電容器（0.1μF）（用于雙極性操作）略微改善二階失真（3dB至6dB）。

在大多數運算放大器中，增加輸出電壓擺幅會直接增加諧波失真。典型的性能曲線顯示，2次諧波的增長率略低于預期的2倍速率，而3次諧波的增長率略低于預期的3倍速率。當測試功率加倍時，其與第二諧波之間的差值減小小于預期的6dB，而其與第三諧波之間的差值減小的程度小于預期的12dB。這也顯示在2音調，3階互調雜散（IM3）響應曲線。三階雜散電平在低輸出功率電平下極低。即使在基本功率達到非常高的水平時，輸出級仍將其保持在較低水平。典型的性能曲線表明，雜散互調功率并不像傳統截獲模型所預測的那樣增加。隨著基本功率水平的增加，動態范圍并沒有明顯減小。對于以20MHz為中心的兩個音調，在匹配的50Ω負載中為10dBm/音調（即負載下每個音調為2Vp-p，這要求輸出引腳處的整個2音調包絡為8Vp-p），典型性能曲線顯示測試音調功率和三階互調雜散電平之間的62dBc差異。當在較低頻率下工作時，這種卓越的性能會進一步提高。

噪聲性能

寬帶電流反饋運算放大器通常比電壓反饋運算放大器具有更高的輸出噪聲安培。那個OPA681在電壓和電流噪聲項之間提供了極好的平衡，以實現低輸出噪聲。逆變電流噪聲（15pA/√Hz）明顯低于以前的解決方案，而輸入電壓噪聲（2.2nV/√Hz）低于大多數單位增益穩定、寬帶、電壓反饋運算放大器。這種低輸入電壓噪聲是以較高的非逆變輸入電流噪聲（12pA/√Hz）為代價實現的。只要從非逆變節點向外看的交流源阻抗小于100Ω，該電流噪聲對總輸出噪聲的貢獻就不會很大。運算放大器的輸入電壓噪聲和兩個輸入電流噪聲項結合在一起，可在各種工作條件下提供低輸出噪聲。圖9顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是噪聲電壓或電流密度項，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點噪聲電壓可以計算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻者和的平方根。方程4顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖9所示。

將該表達式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到非逆變輸入下的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式5所示。

對圖1中所示的OPA681電路和元件值的這兩個方程進行評估，將得到8.4nV/√Hz的總輸出點噪聲電壓和4.2nV/√Hz的總等效輸入點噪聲電壓。該總輸入參考點噪聲電壓高于僅針對運算放大器電壓噪聲的2.2nV/√Hz規范。這反映了由反向電流噪聲乘以反饋電阻而增加到輸出的噪聲。如果反饋電阻在高增益配置中減小（如前所述），則由方程式5給出的輸入參考電壓噪聲將僅接近運算放大器本身的2.2nV/√Hz。例如，使用RF=180Ω將增益設為+10，則總輸入參考噪聲為2.4nV/√Hz。

直流精度和偏移控制

像OPA681這樣的電流反饋運算放大器在高增益下提供了卓越的帶寬，提供了快速的脈沖穩定，但只有中等的直流精度。典型的規格顯示了一個輸入偏置電壓可與高速電壓反饋放大器相媲美。然而，兩個輸入偏置電流有點高，是不匹配的。雖然偏置電流抵消技術對大多數電壓反饋運算放大器非常有效，但它們通常不會降低寬帶電流反饋運算放大器的輸出直流偏移。由于兩個輸入偏置電流的大小和極性都是不相關的，匹配每個輸入端的源阻抗以減少它們對輸出端的誤差貢獻是無效的。使用最壞情況下+25°C輸入偏移電壓和兩個輸入偏置電流評估圖1的配置，得出worstcase輸出偏移范圍等于：

式中，NG=非反相信號增益：

有時需要微調輸出偏移零點或直流工作點調整。在直流偏置控制電路中引入了許多放大器技術。大多數簡單的調整技術都不能校正溫度漂移。可以將較低速度、精度的運算放大器與OPA681結合，以獲得精度運算放大器的直流精度和OPA681的信號帶寬。圖10顯示了一個非逆變的G=+10電路，該電路在大于150MHz信號帶寬的溫度下保持輸出偏移電壓小于±7.5mV。

這種直流耦合電路使用OPA681提供非常高的信號帶寬。在較低頻率下，輸出電壓通過信號增益衰減，并與OPA237輸入處的原始輸入電壓進行比較（這是一種低成本、精確的電壓反饋運算放大器，增益帶寬積為1.5MHz）。如果這兩個不一致（由于OPA681引入的直流偏移），OPA237通過2.86kΩ反向求和路徑求和校正電流。幾個設計考慮因素將使該電路得到優化。首先，對OPA237非反相輸入的反饋必須與高速信號增益精確匹配。使2kΩ電阻器接地可調電阻器將允許低頻和高頻增益精確匹配。其次，OPA237將控制權傳遞給OPA681的交叉頻率區域必須具有異常的相位線性度。這兩個問題歸結為在整個傳遞函數中設計極點/零對消。使用2.86kΩ電阻器名義上可以滿足圖10中電路的這一要求。完全取消過程和溫度是不可能的。然而，這種初始電阻設置和精確的增益匹配將最大限度地減少長期脈沖沉降尾。

禁用操作

OPA681提供了一個可選的禁用特性，可用于降低系統功率或實現簡單的信道復用操作。如果DIS控制引腳未連接，OPA681將正常工作。要禁用，控制引腳必須斷言為低。圖11顯示了禁用控制的簡化內部電路特色。

在正常運行中，通過110kΩ電阻器向Q1提供基極電流，而通過15kΩ電阻器的發射極電流會產生一個不足以打開Q1發射極中的兩個二極管的電壓降。作為VDIS當電流拉低時，通過15kΩ電阻器的額外電流最終接通這兩個二極管（≈100μA）。在這一點上，任何進一步的電流從VDIS中抽出通過那些二極管保持發射極基極電壓Q1大約為零伏。這會切斷Q1的集電極電流，從而關閉放大器。禁用模式下的電源電流僅為操作圖11所示電路所需的電流。附加電路確保開啟時間比關閉時間更快（先通后斷）。

禁用時，輸出和輸入節點將進入高阻抗狀態。如果OPA681在+1的增益下工作，則在輸出端將顯示非常高的阻抗（4pF | | 1MΩ），并具有異常的信號隔離。如果在大于+1的增益下工作，總反饋網絡電阻（RF+RG）將顯示為回望輸出的阻抗，但電路仍將顯示非常高的正向和反向隔離。如果配置為逆變放大器，輸入和輸出將通過反饋網絡電阻（RF+RG）連接，從而提供相對較差的輸入輸出隔離。

禁用操作中的一個關鍵參數是切換到禁用模式時的輸出故障。圖12顯示了圖1中輸入信號設置為零伏時的這些故障。輸出引腳處的故障波形與DIS引腳電壓一起繪制。

DIS控制線的過渡邊速率（dV/dT）將影響該故障。對于圖12的曲線圖，邊緣速率降低，直到觀察到故障幅度沒有進一步減小。這個大約1V/ns的最大轉換速率可以通過在VDIS引腳中添加一個簡單的RC濾波器來實現。如果使用極快轉換邏輯，則邏輯門和DIS輸入引腳之間的2kΩ串聯電阻器將僅使用DIS引腳上的寄生輸入電容提供足夠的帶寬限制，同時仍然確保足夠的邏輯電平擺動。

熱分析

由于OPA681的高輸出功率能力，在極端工作條件下可能需要散熱或強制氣流。最大期望結溫將設置如下所述的最大允許內部功耗。在任何情況下，最高結溫不得超過175℃。

工作結溫度（TJ）由TA+PD xθJA給出。總內部功耗（PD）是靜態功率（PDQ）和輸出級（PDL）消耗的附加功率之和。靜態功率就是指定的空載供電電流乘以整個部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號和負載，但對于接地電阻負載，當輸出固定在等于1/2電源電壓的電壓時（對于相等的雙極電源），PDL將處于最大值。在這種情況下，PDL=VS2/（4 x RL），其中RL包括反饋網絡負載。

注意，決定內部功耗的是輸出級的功率，而不是負載中的功率。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA681N（SOT23-6封裝）計算最大TJ，該電路在最高規定環境溫度+85°C下運行，并驅動接地20Ω負載至+2.5V DC：

盡管這仍遠低于規定的最高結溫，但出于系統可靠性考慮，可能需要較低的保證結溫。記住，這是一個最壞的內部功耗使用您的實際信號和負載來計算PDL。如果負載要求電流被強制輸入正輸出電壓的輸出端或來自負輸出端的電流，則可能出現最高的內部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個大的內部電壓降。典型性能曲線中顯示的輸出電壓和電流限制曲線包括在這些條件下1W最大內部功耗的邊界。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA681需要仔細注意板布局寄生和外部元件類型。優化性能的建議包括：

a） 寄生電容最小化所有信號輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b） 縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。電源連接（插腳4和7）應始終與這些電容器斷開連接。兩個電源之間的可選電源去耦電容器（用于雙極操作）將改善二次諧波失真性能。主電源引腳上還應使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PC板的相同區域中的多個設備之間共享。

c） 仔細選擇和放置外部組件將保持OPA681的高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬膜和碳組成，軸向引線電阻也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導線和PC板跟蹤長度盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網絡元件，如非反向輸入端接電阻器，也應放置在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。如前所述，頻率響應主要由反饋電阻值決定。增加它的值將減少帶寬，而減小它將產生更峰值的頻率響應。典型性能規格中使用的402Ω反饋電阻器在±5V電源上增益為+2時是一個很好的設計起點。注意，對于單位增益跟隨器應用，建議使用453Ω反饋電阻器，而不是直接短路。一個電流反饋運算放大器需要一個反饋電阻，即使在單位增益跟隨器配置，以控制穩定性。

d） 與其他寬帶設備的連接板上可采用短的直接跡線或通過板上傳輸線。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動力飛機。估計總電容性負載，并根據推薦的RS與電容性負載的曲線設置RS。低寄生電容性負載（<5pF）可能不需要RS，因為OPA681名義上是補償的，可以在2pF寄生負載下工作。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。50Ω的環境通常不需要在船上，事實上，更高的阻抗環境將改善失真，如失真與負載圖所示。根據電路板材料和跡線尺寸定義的特性板跡線阻抗，在目標器件輸入端使用匹配的串聯電阻，從OPA681的輸出端進入跟蹤。還要記住，終端阻抗將是并聯電阻和目標設備輸入阻抗的并聯組合：這個總有效阻抗應設置為與跟蹤阻抗匹配。OPA681的高輸出電壓和電流能力使得多個目的地設備可以作為獨立的傳輸線來處理，每一個都有自己的串聯和并聯終端。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如RS與電容性負載的關系圖所示。這將無法保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e） 不建議將OPA681這樣的高速零件套入。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA681焊接到電路板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產生良好的效果。

輸入和ESD保護

OPA681是建立在一個非常高速互補雙極工藝。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。如圖13所示，所有設備引腳都有有限的ESD保護，使用內部二極管供電。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30mA連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅動至OPA681的系統中），應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

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