特征

●帶寬：350MHz-8P

●高輸出電流：±70mA

●轉換速率：2100V/μs，5Vp-p

●差分增益/相位：0.12%/0.05°

●低靜態電流：±4mA

●低輸入偏置電流：1.2μA

●上升時間：1.9ns，5Vp-p

●沉降時間：9ns，0.1%

應用

●廣播/高清電視設備

●高速數字通信

●脈沖/射頻放大器

●高速模擬信號處理

●線路驅動（50Ω，75Ω）

●配電放大器

●CRT輸出級驅動器

●有源濾波器

說明

OPA623是一款電流反饋運算放大器，專為高分辨率視頻、射頻和中頻電路以及通信設備等精密寬帶系統而設計。

新的電路設計，加上復雜的雙極工藝，在單片集成電路技術中實現了明顯無法達到的性能。

電流反饋運放經過優化，具有寬頻帶、良好的脈沖響應、增益平坦度、低失真以及在±4mA的低靜態電流下工作。

它在2.8Vp-p輸出電壓下提供350MHz的大信號帶寬，以及2100V/μs的轉換速率。在30MHz帶寬上0.05dB的增益平坦度使其適合于HDTV設計。運算放大器的另一個特點是其高輸出電流±70mA，使其能夠在視頻路由器、分配放大器、模擬和數字通信設備中將放大器用作線路驅動器時驅動兩條后端接75Ω電纜。

OPA623的供電電壓為±5V，專為擴展的工業溫度范圍（–40°C至+85°C）而設計，并提供塑料SO-8和8針塑料浸漬包。

引腳配置

輸入保護

對于MOSFET器件來說，防止靜電損傷的必要性早已被人們所認識，但是所有的半導體器件都應該受到這種潛在的破壞源的保護。OPA623集成了片內ESD保護二極管，如圖1所示。這些二極管不需要外部保護二極管，這會增加電容并降低交流性能。

如圖所示，OPA623的所有輸入引腳都通過一對背靠背的反向偏置二極管對任一電源進行內部保護，以防靜電放電。當輸入電壓超過任一電源約0.7V時，這些二極管開始導通。當信號源仍然存在時，放大器失去電源時，就會發生這種情況。二極管通常可以承受30mA的連續電流而不會損壞。然而，為了確保長期可靠性，二極管電流應盡可能從外部限制在10mA左右。

內部保護二極管的設計可承受2.5kV（使用人體模型），并將為大多數正常操作程序提供足夠的ESD保護。然而，靜態損壞可能會導致放大器輸入特性的細微變化，而不一定會損壞設備。在精密放大器中，這種變化會顯著降低偏移和漂移。因此，在處理OPA623時，強烈建議采取防靜電措施。

典型性能曲線

VCC=±5VDC，RL=100Ω，IQ=±4mA，RIN=150Ω，TAMB=+25°C，除非另有說明。

性能討論

OPA623需要非常低的靜態功率，通過使用電流反饋拓撲實現了其卓越的交流性能。這種寬帶單片運算放大器是為高達20V/V的增益應用而設計的，在這里功率和成本是首要考慮的問題。

在±5V電源下工作，OPA623僅消耗40mW，但在VOUT=2.8Vp-p和2100V/μs轉換率下保持350MHz的大信號帶寬。得益于電流反饋結構，OPA623提供了穩定的運行，無需補償電容，即使在單位增益。

OPA623在4.43MHz下具有0.12%和0.05°的低差分增益和相位誤差，滿足大容量廣播和HDTV應用的性能和成本要求。

OPA623的大信號帶寬、高轉換率、出色的脈沖響應和高驅動能力非常適合于寬帶RGB視頻應用、RF儀器，甚至高速數字通信系統。

對于大多數電路配置，OPA623電流反饋運算放大器可以像傳統運算放大器一樣對待。與電壓反饋運算放大器一樣，與逆變輸入相連的反饋網絡控制閉環增益。但是對于電流反饋運算放大器，反饋網絡的阻抗也控制開環增益和頻率響應。可選擇反饋電阻值，以在較寬的增益范圍內提供幾乎恒定的閉環帶寬，并隨頻率進行平坦增益調整。

說明

寬帶運算跨導放大器（OTA）和輸出緩沖器是電流反饋運算放大器的主要模塊。簡化電路圖如圖2所示。OTA由一個互補的單位增益放大器和一個后續的電流鏡組成。輸入緩沖器連接在運算放大器的輸入端。高阻抗+In端子上的電壓以低阻抗傳輸到–In端子。電流鏡將流入或流出+In端子的任何電流以固定比率反射到直接連接到互補輸出緩沖器的高阻抗OTA輸出。它被設計用來驅動低阻抗傳輸線或負載。緩沖器輸出不受電流限制或保護。

如圖3所示，電流形式的反饋通過R2施加到低阻抗逆變輸入端，R2 | R1的大小決定了運算放大器的開環增益。

圖4所示的混合模型描述了一個沒有內部補償的寬帶電流反饋運算放大器的交流行為。圖5所示的各種R2值的開環頻率響應由兩個時間常數確定。電流源輸出和輸出緩沖器之間的元件R和C構成了占主導地位的開環極點TC。在輸出緩沖器中建模的信號延遲時間TD結合了幾個小的相移時間常數和延遲時間。它們分布在放大器中，也存在于反饋回路中。如圖5所示，增加R2 | | R1會導致開環增益降低。兩個時間常數TC和TD的比值也決定了最佳閉環頻率響應的乘積GOL•GCL：

然而，兩個時間常數TC和TD是由運算放大器設計固定的。但是在反饋回路外部改變R2 | | R1允許開環增益GOL與閉環增益GCL的變化。這使乘積GOL*GCL保持恒定，這是最佳平坦頻率響應的理論條件。

當驅動高容性負載時，這種變化可能是有益的。通過外部設置開環增益，還可以將電路優化到大范圍的電容性負載，如圖7所示，閉環增益為+2V/V，電容性負載高達47pF。

這里需要注意的是，較高的開環增益（由較低的反饋電阻產生）也會產生較低的失真。

通過對運算放大器開環特性的外部控制，動態行為可以根據具體應用需求進行調整，并且開環增益選擇提供了幾乎恒定的閉環帶寬，如圖6所示，各種增益具有最佳平坦頻率響應。這種行為與內部補償穩定單位增益操作的運算放大器相反，后者的帶寬與閉環增益成反比，在高輸出電平和高增益下，會大幅限制帶寬和轉換速率。

一般來說，較低的反饋電阻會產生更寬的帶寬、更多的頻率響應峰值和更多的脈沖響應超調。較高的反饋電阻會導致過阻尼響應，幾乎或沒有峰值和過沖。

元件管腳和布局電容以及來自諧振IC電路的跡線和線板電感會導致幾百兆赫的振蕩。這種非常高的頻率振蕩會導致電源電流的過度增加，從而破壞設備。

電阻（100Ω到250Ω）串聯，接近高阻抗，非反相輸入阻尼LC電路，產生安全運行。

熱因素

OPA623在大多數環境下不需要散熱器。不過，使用散熱片會降低內部熱升，從而使其更冷，運行更可靠。在極端溫度和滿載條件下，需要散熱器。PDL中的功耗由PDL給出，功耗由PDL表示（PDL為靜態功耗）。雖然PDQ非常低（在VCC=±5V時為40mW），但在應用信號時應小心。對于高速運算放大器，確定功耗的更精確方法是測量幾種典型負載條件下的平均總靜態電流。OPA623的功耗受信號類型、外加信號頻率、輸出電壓、負載電阻和信號轉換重復率的影響。圖8顯示了不同輸出電壓下平均電源電流與施加正弦波頻率的關系。圖9顯示了平均電源電流與應用方波信號重復頻率的關系。

電路布局

印刷電路板的物理布局對運算放大器OPA623的高頻性能有很大的影響。以下是一些建議。振蕩、振鈴、低帶寬、低帶寬和峰值都是困擾高速組件使用不當的典型問題。

在高阻輸入端增加一個100Ω的電阻，以防止過多的輸入端振蕩。

•旁路電源非常靠近設備引腳。將鉭片式電容器（約2.2μF）與470pF陶瓷片式電容器并聯使用。建議使用表面貼裝式，因為它們的引線電感較低。雖然OPA623在低靜態電流下工作，但在陡峭的過渡過程中，高充放電電流會流動。

•電源線的PC板跡線應寬，以減少阻抗和電感。

•制作短的低電感軌跡。整個物理電路應盡可能小。

•在組件側使用低阻抗接地平面，以確保整個布局中都有低阻抗接地，但是，不要在高阻抗節點下延伸接地層，例如放大器的輸入端子，這些節點對雜散電容敏感。

•不建議使用插座，因為它們會增加顯著的電感和寄生電容。

•使用低電感、表面安裝組件。使用OPA623AU表面安裝元件的電路將提供最佳的交流性能。

•插入式原型板和繞線板無法正常工作。一個干凈的布局使用射頻技術是必要的沒有捷徑。

•使反饋軌跡盡可能短。逆變輸入對導致頻率響應峰值的雜散電容敏感。逆變輸入端的雜散電容增加了高頻下的增益。

應用程序信息

精確的脈沖響應和高轉換率使OPA623能夠用于數字通信系統。圖12所示為增益為+2V/V的輸出放大器的電路原理圖，該放大器可驅動75Ω同軸電纜，高速數據流為140Mbit/s。圖13為二進制0，圖14為二進制1，顯示了CCITT建議G.703的脈沖屏蔽和OPA623的相應脈沖響應。文件速率為139.264Mbit/s的信號編碼為CMI，信號幅度為1Vp-p，振幅限值為±11dB。當然，OPA623也可以用于HDB3編碼的34Mbit/s、155Mbit/s、STM-1和155Mbit/sbb-ISDN傳輸系統。

圖13：根據CCITT建議G.703，對應于二進制0的脈沖屏蔽。

注：（1）、最大“穩態”振幅不應超過0.55V限值。如果超調和其他瞬態不超過0.05V，則允許超調和其他瞬態落入虛線區域，范圍為振幅等級0.55V和0.6V。正在研究是否有可能放松超調量可能超過穩態水平。

（2）、 對于使用這些掩模進行的所有測量，應使用不小于0.01μF的電容器將信號交流耦合到用于測量的示波器輸入端。兩個掩模的標稱零電平應與沒有輸入信號的示波器軌跡對齊。然后應用信號，可以調整跡線的垂直位置，以滿足遮罩的限制。對于兩個掩模，任何此類調整應相同，且不應超過±0.05V。可通過再次移除輸入信號并驗證跡線位于掩模標稱零電平的±0.05V范圍內進行檢查。

（3）、 編碼脈沖序列中的每個脈沖都應滿足相關掩模的限制，而與前一脈沖和后一脈沖的狀態無關。對于實際驗證，如果與接口信號源相關聯的139264kHz定時信號可用，則首選將其用作示波器的定時基準。否則，可分別通過all-0s和all-1s信號來測試是否符合相關掩碼。（在實踐中，信號可包含每個Rec.G.751的幀對齊位。）

（4）、 對于這些掩模，上升時間和衰減時間應在-0.4V和0.4V之間測量，且不應超過2ns。

圖14：根據CCITT建議G.703，對應于二進制1的脈沖屏蔽。

注：（1）、“穩態”最大振幅不應超過0.55V限值。允許過沖和其他瞬態落入以0.55V和0.6V振幅水平為界的虛線區域，前提是它們不超過穩態水平0.05V。放松超調量超過穩態水平的可能性正在研究中。

（2） 、對于使用這些掩模進行的所有測量，應使用不小于0.01μF的電容器將信號交流耦合到用于測量的示波器輸入端。兩個掩模的標稱零電平應與沒有輸入信號的示波器軌跡對齊。然后應用信號，可以調整跡線的垂直位置，以滿足遮罩的限制。對于兩個掩模，任何此類調整應相同，且不應超過±0.05V。可通過再次移除輸入信號并驗證跡線位于掩模標稱零電平的±0.05V范圍內進行檢查。

（3）、 編碼脈沖序列中的每個脈沖都應滿足相關掩模的限制，而與前一脈沖和后一脈沖的狀態無關。對于實際驗證，如果與接口信號源相關聯的139264kHz定時信號可用，則首選將其用作示波器的定時基準。否則，可分別通過all-0s和all-1s信號來測試是否符合相關掩碼。（在實踐中，信號可包含每個Rec.G.751的幀對齊位。）

（4）、 對于這些掩模，上升時間和衰減時間應在-0.4V和0.4V之間測量，且不應超過2ns。

（5）、 反向脈沖將具有相同的特性。注意，在負躍遷和正躍遷的零級定時公差分別為±0.1ns和±0.5n。

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