特征

●大信號帶寬：150MHz（AP），200MHz（AU）（電壓反饋）

●高輸出電流：±70mA

●轉換速率：1500V/μs（AP），1700V/μs（AU）

●差分增益：0.15%

●差相：0.08°

●卓越的帶寬/電源電流比：200MHz/5mA

●低輸入偏置電流：–1.2μA

應用

●廣播/高清電視設備

●通信

●脈沖/射頻放大器

●有源濾波器

●高速模擬信號處理

●倍增器輸出放大器

●數字視頻信號的微分器

說明

OPA622是一個單片放大器組件，設計用于精密寬帶系統，包括高分辨率視頻、射頻和中頻電路以及通信設備。它包括單片集成電流反饋運算放大器塊和電壓緩沖塊，兩者組合后形成電壓反饋運算放大器。

當作為電流反饋放大器組合時，它在±2.5V輸出電平下提供280MHz的大信號帶寬和1700V/μs的轉換速率。輸出緩沖級可輸出±70mA的輸出電流。高輸出電流能力允許OPA622以±3V的輸出擺幅驅動兩條50Ω或75Ω線路，使其具有射頻、中頻和視頻應用的低差分增益/相位誤差的理想選擇。

反饋緩沖級提供700MHz帶寬、極高的轉換率和非常短的信號延遲時間。它主要用于級間緩沖，而不是驅動長電纜。當與電流反饋放大器部分結合時，OPA622可作為具有兩個相同高阻抗的電壓反饋放大器互連輸入。輸入這種配置具有低共模增益、低輸入偏移，并且由于附加反饋緩沖器的延遲時間，與當前反饋配置相比，帶寬的減少。與“經典”運算放大器不同，OPA622在較寬的增益和輸出電壓范圍內實現了幾乎恒定的帶寬。ROG的開環增益外部設置避免了一個大的補償電容，提高了轉換率，并允許頻率響應適應各種增益和負載條件。

骰子信息

典型性能曲線

電壓反饋放大器（圖5）

VCC=±5V，IQ=±5mA，GCL=+2V/V，RLOAD=100Ω，RSOURCE=50Ω，RQ=430Ω，ROG=150Ω，TA=+25°C，除非另有規定。

輸入保護

對于MOSFET器件來說，防止靜電損傷的必要性早已得到公認，但是所有的半導體器件都應該受到這種潛在的破壞源的保護。OPA622集成了片內ESD保護二極管，如圖1所示。這些二極管不需要外部保護二極管，這會增加電容并降低交流性能。

如圖所示，OPA622的所有輸入管腳都通過一對背靠背的反向偏置二極管對任一電源進行內部ESD保護。當輸入電壓超過任一電源約0.7V時，這些二極管開始導通。當信號源仍然存在時，放大器失去電源時，就會發生這種情況。二極管通?？梢猿惺?0mA的連續電流而不會損壞。然而，為了確保長期可靠性，二極管電流應盡可能從外部限制在10mA左右。

內部保護二極管的設計可承受2.5kV（使用人體模型），并將為大多數正常操作過程提供足夠的ESD保護。然而，靜態損壞可能會導致放大器輸入特性的細微變化，而不一定會損壞設備。在精密放大器中，這種變化會顯著降低偏移和漂移。因此，在處理OPA622時，強烈建議采取防靜電措施。

性能討論

OPA622提供了以前在單片設備中無法實現的全功率帶寬。此外，放大器的工作靜態減少。OPA622設計的靈活性提供了電流反饋放大器的速度優勢或電壓反饋放大器的精度優勢?？删幊天o態電流特性也有助于使放大器適應特定的設計要求。

圖2顯示了OPA622的簡化電路圖。它包含四個主要部分：偏置電路、OTA、輸出緩沖器和反饋緩沖器。

偏壓電路

偏置電路控制信號處理級的靜態電流，允許使用從引腳2連接到–VCC的電阻RQ設置外部靜態電流，設置放大器的跨導，并利用其溫度特性，在溫度范圍內保持恒定的跨導。靜態電流控制小信號帶寬和交流行為。OPA622規定的靜態電流為±5mA，RQ=430Ω。建議范圍為±3毫安至±8毫安。

應用電路通常不顯示電阻RQ，但它是正常工作所必需的。

在固定的RQ下，靜態電流隨溫度增加（見典型的性能曲線）。靜態電流隨溫度的變化使帶寬和交流行為與溫度相對恒定。也可以通過外部控制信號或電路改變靜態電流。圖3顯示了使用TTL兼容邏輯電平禁用OPA622的電路。0V/5V邏輯電平轉換成1mA/0mA電流連接到引腳2。流入RQ的電流將引腳2處的電壓增加至–VCC軌上方約1V，從而將IQ降至接近零，并禁用OPA622。

OTA和輸出緩沖區部分

運算跨導放大器（OTA）和輸出緩沖器是電流反饋放大器的基本組成部分。OPA622的電流反饋配置如圖4所示。OTA由互補發射極跟隨器和后續的互補電流鏡組成。高阻抗+In端子處的電壓以低阻抗傳輸到BUF+輸入/輸出端子。如果電流流入或流出BUF+終端，互補鏡將電流反射到OTA終端。高阻抗OTA終端的電流由+In和BUF+端子之間的電壓與跨導的乘積決定。輸出緩沖區部分是由互補發射極跟隨器組成的開環緩沖器。它設計用于驅動電纜或低阻抗負載。緩沖器輸出不受電流限制或保護。如圖4所示，電流反饋放大器的反饋網絡應用于VOUT和BUF+端子之間。圖8說明了電流反饋配置的各種輸出電壓的帶寬。

反饋緩沖區

OPA622的這一部分是與OTA部分的輸入緩沖器相同的互補發射極跟隨器。它設計用于級間緩沖，而不是驅動長電纜或低阻抗負載。將反饋緩沖器用作獨立設備時，建議最小負載電阻為500Ω。反饋緩沖器輸出不受電流限制或保護。反饋緩沖區的帶寬如圖7所示。

配置

電壓反饋放大器

OPA622的內部設計不同于“經典”運算放大器結構，但它仍然可以用于所有傳統的運算放大器應用。與傳統運算放大器一樣，與反向輸入相連的反饋網絡控制閉環增益（GCL）。但在OPA622中，電阻ROG同時適應閉環增益，優化了頻率響應和穩定性。

“經典”差分輸入級由兩個相同的晶體管和一個發射極退化電阻器、兩個電流源和一個有源負載二極管組成。然而，經典的配置限制了通過增益晶體管的電流，以電流源提供的電流為準。

在新的設計中，一個互補的推挽緩沖器（射極跟隨器）取代了差分級的一側，而沒有0.7V的偏移。反饋緩沖器作為第二個互補發射極跟隨器，在輸出端之間連接開環增益電阻ROG，再現了差分級，沒有經典設計的缺點。對增益晶體管底部寄生電容充電的電流不再局限于電流源的固定電流，而是與輸入信號成正比。這種改進的結果是大約10倍更好的轉換率。

通過其中一個緩沖器的增益晶體管的放大電流被鏡像成輸出電流。OTA的高阻抗輸出現在由高電流輸出級緩沖，該級設計用于在滿功率下驅動長電纜或低阻抗負載。

相同的輸入緩沖器將輸入偏移減小到通常小于±7μV。閉環輸出偏移通常是由于OTA鏡像中的NPN和PNP晶體管在輸出偏置電流被修整后不匹配而引起的。

圖5說明了互補電路設計中電壓反饋運算放大器的電路結構。反饋緩沖器和OTA輸入緩沖器構成差分輸入。插入反饋緩沖區將圖4所示的電流反饋轉換為圖5所示的電壓反饋。

電阻ROG設置開環增益，并對應于經典差分級中的發射極退化電阻器。由于ROG電阻可以在外部變化，因此可以在廣泛的應用范圍內實現平坦的頻率響應，而無需使用電容器對放大器進行補償。與電流反饋放大器相比，可以使用反饋電阻調整閉環增益，并使用ROG獨立地調整開環增益以優化頻率響應。

與“經典”運算放大器結構不同的是，OPA622的結構使其能夠獲得幾乎恒定的帶寬，以實現不同的閉環增益，以及改進的頻率響應和大信號行為。此外，與電流反饋運算放大器不同的是，它提供了兩個相同的高阻抗輸入，較低的輸入偏移值，以及改進的共模抑制比。

電流反饋放大器

圖4顯示了當前的反饋配置。反饋回路從輸出到OTA段的BUF+終端閉合。沒有反饋緩沖區的較短反饋回路產生了更寬的當前反饋概念帶寬。通過反饋緩沖器的附加信號延遲時間決定了電壓和電流反饋之間交流性能的差異。

偏移電壓、坐標測量機和穩定時間的規格是更高速度的折衷。

電流反饋放大器的開環增益直接隨閉環增益變化，并且可以通過改變R2 | | R1的大小來調整。對于小于10V/V的增益，可以調整開環增益以獲得與增益無關的帶寬，但是當二階效應開始占主導地位時，這種調整的效果就會受到限制。

圖6給出了OPA622逆變和非逆變放大器配置的概述，并顯示了閉環增益的方程式。

最佳頻率響應調整

傳統的電壓反饋運算放大器使用一個補償電容器來穩定單位增益操作。在轉換過程中，靜態電流對電容器進行充電和放電，兩個參數根據以下條件確定轉換率：

這種方法不適用于寬帶運算放大器。根據增益帶寬積，轉換速率和大信號行為顯著降低，帶寬隨著閉合環路增益的增加而減小。

帶有外部補償電容的放大器允許相對于閉環增益進行最佳頻率調整，但并不能顯著改善大信號行為。最有效的解決方案是使開環增益（GOL）在外部可調。

廣泛使用的電流反饋運算放大器采用實互補電路技術設計，克服了內部補償電容，允許反饋網絡設定開環增益。反饋電阻的比值決定了低頻閉環增益，并聯阻抗決定了放大器穩定工作和平坦頻率響應的開環增益。一個幾乎恒定的帶寬可以在很寬的閉環增益范圍內實現。然而，電流反饋運算放大器存在輸入不一致、輸入偏移和共模抑制比差等問題。電壓反饋運算放大器OPA622的互補拓撲具有兩個相同的高阻抗輸入、較低的輸入偏移值和改進的CMRR。反饋電阻的比率決定了低頻閉環增益，外部電阻ROG設置了開環增益，以在較寬的閉環增益范圍內實現平坦的頻率響應。由于可以選擇ROG，因此即使負載電容更大，優化的脈沖響應也是可能的。OPA622將互補放大器設計的轉換速率增強功能與電壓反饋系統的精度結合起來。

圖9所示的混合模型描述了非補償寬帶差分運算放大器的交流特性。圖10所示的各種ROG值的開環頻率響應由兩個時間常數確定。電流源輸出和輸出緩沖器之間的元件R和COTA構成第一個開環極點TC。在輸出緩沖器中模擬的信號延遲時間TD結合了幾個小的相移時間常數和延遲時間。它們分布在整個放大器中，也存在于反饋回路中。如圖10所示，增加ROG會導致開環增益減小。開環頻率響應的兩個時間常數TC和TD的比值也決定了最佳閉環頻率響應的乘積GOL•GCL。

TC和TD由運算放大器設計固定。ROG現在的目的是改變GOL與GCL，以保持產品GOL•GCL恒定，這是獲得最佳和增益獨立頻率響應的理論條件。圖11總結了一些最佳的平面閉環響應，并指出了ROG值。需要注意的是，帶寬保持相對恒定，并且ROG在低閉環增益時具有最高值（低開環增益）。隨著開環增益的增加，諧波失真也得到改善。圖12顯示了OPA622在GCL=+2V/V和可變ROG下的頻率響應，以證明其對平坦頻率響應的影響。ROG的微小變化可能需要補償負載電容。在負載電容的大范圍內實現最佳脈沖響應是可能的，而不會出現過沖和振鈴。例如，圖13顯示了最佳ROG值與+2V/V增益（GCLO）下負載電容的選擇曲線。

熱因素

OPA622在大多數環境下都不需要散熱器。不過，散熱片會降低內部熱升，從而使其工作更涼爽、更可靠。在極端溫度和滿載條件下，散熱器是必要的。內部功耗由公式PD=PDQ+PDL給出，（PDQ是靜態功耗，PDL是輸出級因負載而產生的功耗）。盡管PDQ非常低（VCC=±5V時為50mW），但應小心當信號被應用時。對于高速運算放大器，確定功耗的更精確方法是測量幾種典型負載條件下的平均總靜態電流。OPA622的功耗受信號類型和頻率、輸出電壓和負載電阻以及信號轉換的重復率的影響。圖14顯示了不同輸出電壓下總平均電源電流與施加正弦波頻率的關系。圖15顯示了總靜態電流與應用方波信號重復頻率的關系。

電路布局

印刷電路板的物理布局會極大地影響OPA622的高頻性能。以下是絕對的建議。這些都是典型的高帶寬、低帶寬、低帶寬的問題。

•旁路電源非?？拷O備引腳。使用鉭片式電容器（約2.2μF）和并聯470pF陶瓷片式電容器。建議使用表面貼裝式，因為它們的引線電感較低。

•電源線的PC板痕跡應較寬，以減少踏板。

•制作短、低電感軌跡。整個生理循環應盡可能小。

•在部件側使用低阻抗接地板，以確保整個布局中都有低阻抗接地。

•將ROG電阻器盡可能靠近包裝，并使用盡可能短的跡線長度。

•不要將接地層延伸到對雜散電容敏感的高阻抗節點上，如放大器的輸入和ROG端子。

•不建議使用插座，因為它們會增加顯著的電感和寄生電容。如果需要插座，請使用零剖面無焊插座。

•使用低電感、表面安裝組件，以防交流性能。

•嚴格建議使用電阻（50Ω至330Ω）與高阻抗輸入串聯，以確保穩定運行。

•插入式原型板和繞線板將無法正常工作。一個干凈的布局使用射頻技術是必不可少的。

推薦組件值

表一總結了最佳平坦頻率響應的建議分量值。使用100Ω負載電阻和2pF負載電容確定建議值?？赡苄枰獙﹄娐分颠M行一些調整，尤其是在負載電容較高的情況下。根據圖12所示的行為，當ROG減小時，頻率響應將出現峰值，當ROG增加時，頻率響應將逐漸衰減。COTA電容器負責第一個開環極點，需要一個小的外部電容器來獲得+1V/V和+2V/V的增益，以保證穩定運行。封裝引腳、內部引線框架和連接線構成諧振電路。在150Ω到390Ω范圍內的電阻器與所有高阻抗輸入串聯將阻尼與封裝相關的諧振電路。此外，反饋電阻器R1與逆變高阻抗輸入串聯。DIP封裝建議R1≥330Ω，SO封裝建議R1≥150Ω。

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