特征

●高帶寬：150MHz（G=+2）

●+3V至+10V電源操作

●零功率禁用（OPA635）

●輸入范圍包括接地

●4.8V輸出擺動(dòng)+5V電源

●高輸出電流：80mA

●高轉(zhuǎn)換率：250V/μs

●低輸入電壓噪聲：5.6nV/√HZ

●提供SOT23包裝

應(yīng)用

●單電源ADC輸入緩沖器

●單電源視頻線路驅(qū)動(dòng)器

●無線LAN中頻放大器

●成像通道CCD

●低功率超聲波

說明

OPA634和OPA635是低功耗、電壓反饋的高速放大器，設(shè)計(jì)用于+3V或+5V單電源電壓下工作。也支持在±5V或+10V電源上運(yùn)行。輸入范圍延伸至地面以下，并在正極電源的1.2V范圍內(nèi)。使用互補(bǔ)的公共發(fā)射極輸出提供一個(gè)輸出擺幅到30毫伏的地面和140毫伏的正電源。高輸出驅(qū)動(dòng)電流、低差分增益和相位誤差使其成為單電源復(fù)合視頻線驅(qū)動(dòng)的理想選擇。

高增益帶寬積（140MHz）和轉(zhuǎn)換速率（250V/μs）保證了低失真工作，這使得OPA634和OPA635成為3V和5V CMOS轉(zhuǎn)換器的理想輸入緩沖級(jí)。與其他低功耗、單電源運(yùn)算放大器不同，隨著信號(hào)擺幅的減小，離散性能得到改善。

低5.6nV輸入電壓噪聲支持寬動(dòng)態(tài)范圍操作。使用OPA635高速禁用線路可實(shí)現(xiàn)多路復(fù)用或系統(tǒng)功率降低。通過將禁用線設(shè)為高，可以將功耗降低到零。

OPA634和OPA635采用行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的SO-8封裝。OPA634也有超小型的SOT23-5封裝，而OPA635則有SOT23-6。如果需要較低的電源電流和速度，請考慮OPA631和OPA632。

典型性能曲線：VS=+5V

除非另有說明，否則TA=25°C，G=+2，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2（見圖1）。

典型性能曲線：VS=+3V

除非另有說明，否則TA=25°C，G=+2，RF=750Ω，RL=150Ω至VS/2（見圖2）。

應(yīng)用程序信息

寬帶電壓反饋操作

OPA634和OPA635是單位增益穩(wěn)定、非常高速的電壓反饋運(yùn)算放大器，設(shè)計(jì)用于單電源操作（+3V到+10V）。輸入級(jí)支持輸入電壓低于地面，并在正電源的1.2V范圍內(nèi)。互補(bǔ)共發(fā)射極輸出級(jí)提供一個(gè)輸出擺幅到30毫伏的地面和140毫伏的正電源。它們被補(bǔ)償，以提供穩(wěn)定的運(yùn)行范圍廣泛的電阻負(fù)載。OPA635的內(nèi)部禁用電路設(shè)計(jì)用于在禁用時(shí)最小化電源電流。

圖1顯示了用于+5V規(guī)格和典型性能曲線的交流耦合+2增益配置。出于測試目的，輸入阻抗設(shè)置為50Ω，電阻器接地。規(guī)范中報(bào)告的電壓波動(dòng)直接在輸入和輸出引腳處測量。對于圖1中的電路，高頻輸出的總有效負(fù)載為150Ω| | 1500Ω。禁用管腳需要由低阻抗源驅(qū)動(dòng)，例如CMOS逆變器。非逆變輸入端的1.50kΩ電阻器提供共模偏置電壓。它們的并聯(lián)組合等于逆變輸入（RF）處的直流電阻，使直流偏移最小化。

圖2顯示了用于+3V規(guī)格和典型性能曲線的直流耦合+2增益配置。出于測試目的，輸入阻抗設(shè)置為50Ω，電阻器接地。雖然不是嚴(yán)格意義上的“軌對軌”設(shè)計(jì)，但這些部件非常接近，同時(shí)保持了出色的性能。它們將在70MHz帶寬的單+3V電源上提供≈2.8Vp-p。輸入電平的374Ω和2.26kΩ電阻器會(huì)改變VIN，以便在VIN=0時(shí)，VOUT在允許的輸出電壓范圍內(nèi)。有關(guān)驅(qū)動(dòng)電容性負(fù)載的信息，請參見典型性能曲線。

單電源ADC轉(zhuǎn)換器接口

首頁顯示了一個(gè)直流耦合，單電源ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）驅(qū)動(dòng)電路。許多系統(tǒng)現(xiàn)在都需要ADC及其驅(qū)動(dòng)器的+3V供電能力。OPA635在這一苛刻的應(yīng)用中提供了出色的性能。它的大輸入和輸出電壓范圍，低失真，支持轉(zhuǎn)換器，如圖中所示的ADS900。輸入電平轉(zhuǎn)換電路的設(shè)計(jì)使得VIN可以在0V和0.5V之間，同時(shí)為ADS900提供1V到2V的輸出電壓。OPA635和ADS900都具有相同極性的功率降低管腳，適用于需要節(jié)能的系統(tǒng)。

直流電平變換

圖3顯示了一個(gè)直流耦合的非逆變放大器，它將輸入電平向上移動(dòng)，以適應(yīng)所需的輸出電壓范圍。給定所需的信號(hào)增益（G），并且當(dāng)VIN在其范圍的中心時(shí)，需要將VOUT量上移（∆VOUT），以下方程式給出了產(chǎn)生所需性能的電阻值。首先將R4設(shè)置在200Ω和1.5kΩ之間。

其中

確保VIN和VOUT保持在指定的輸入和輸出電壓范圍內(nèi)。

首頁電路就是這種應(yīng)用的一個(gè)很好的例子。當(dāng)使用+3V電源時(shí)，它被設(shè)計(jì)為在0V和0.5V之間獲取VIN，并在1V和2V之間產(chǎn)生VOUT。這意味著G=2.00，且∆VOUT=1.50V–G•0.25V=1.00V。插入上述方程（R4=750Ω）得到：NG=2.33，R1=375Ω，R2=2.25kΩ，R3=563Ω。電阻器被改為最接近的標(biāo)準(zhǔn)值。

降低峰值的非逆變放大器

圖4顯示了一個(gè)非反相放大器，它可以降低低增益時(shí)的峰值。電阻器RC補(bǔ)償OPA634或OPA635以獲得更高的噪聲增益（NG），從而在不改變直流增益的情況下降低交流響應(yīng)峰值（在G=+1時(shí)通常為5dB，無RC）。VIN必須是低阻抗源，例如運(yùn)算放大器。電阻值較低，以減少噪音。同時(shí)使用RT和RF有助于最小化寄生阻抗的影響。

噪聲增益可計(jì)算如下：

單位增益緩沖器可以通過選擇RT=RF=20.0Ω和RC=40.2Ω（不要使用RG）來設(shè)計(jì)。噪聲增益為2，因此其響應(yīng)與G=+2的特征曲線相似。將RC減小到20.0Ω將使噪聲增益增加到3，這通常提供平坦的頻率響應(yīng)，但帶寬較小。

圖1中的電路可以重新設(shè)計(jì)，通過將噪聲增益增加到3來減少峰值。這是通過在運(yùn)算放大器輸入之間增加RC=2.55kΩ來實(shí)現(xiàn)的。

設(shè)計(jì)工具

示范板

有兩塊PC板可用于在三種封裝樣式中使用OPA634和OPA635來幫助對電路性能進(jìn)行初步評估。這些都是免費(fèi)的，作為一個(gè)不受歡迎的個(gè)人電腦板提供的描述性文件。這些電路板的匯總信息見表一。

操作建議

優(yōu)化電阻值

由于OPA634和OPA635是電壓反饋運(yùn)算放大器，反饋和增益設(shè)置電阻器可使用范圍廣泛的電阻值。這些值的主要限制是通過動(dòng)態(tài)范圍（噪聲和失真）和寄生電容來設(shè)置的。對于非反相單位增益跟隨器應(yīng)用，反饋連接應(yīng)采用20Ω電阻器，而不是直接短路（參見圖4，RG=∞）。這將隔離反向輸入電容和輸出引腳，并改善頻率響應(yīng)平坦度。當(dāng)反饋電阻小于1.5kΩ時(shí)，附加的反饋電阻會(huì)降低1.5kΩ的網(wǎng)絡(luò)性能。超過1.5kΩ時(shí)，反饋電阻上的典型寄生電容（約0.2pF）可能會(huì)導(dǎo)致放大器響應(yīng)的非故意頻帶限制。

一個(gè)好的經(jīng)驗(yàn)法則是將RF和RG的并聯(lián)組合（圖1）設(shè)定為小于約400Ω。組合阻抗RF | RG與逆變輸入電容相互作用，在反饋網(wǎng)絡(luò)中放置一個(gè)額外的極點(diǎn)，從而在正向中設(shè)置零回答。假設(shè)一個(gè)3pF寄生在反轉(zhuǎn)節(jié)點(diǎn)上，保持射頻RG<400Ω將使磁極保持在130MHz以上。就其本身而言，這個(gè)約束意味著反饋電阻RF可以在高增益下增加到幾個(gè)kΩ。只要射頻形成的磁極和平行出現(xiàn)的任何寄生電容不在感興趣的頻率范圍內(nèi)，這是可以接受的。

帶寬與增益：非反轉(zhuǎn)操作

隨著信號(hào)增益的增加，電壓反饋運(yùn)放的閉環(huán)帶寬逐漸減小。理論上，這種關(guān)系用規(guī)范中顯示的增益帶寬積（GBP）來描述。理想情況下，GBP除以非反轉(zhuǎn)信號(hào)增益（也稱為噪聲增益，或NG）將預(yù)測閉環(huán)帶寬。實(shí)際上，這只在相位裕度接近90°時(shí)成立，就像在高增益配置中一樣。在低增益（增加反饋因子）時(shí)，大多數(shù)放大器將表現(xiàn)出較低相位裕度的復(fù)雜響應(yīng)。對OPA634和OPA635進(jìn)行了補(bǔ)償，使其在非反相增益為2的情況下產(chǎn)生輕微峰值響應(yīng)（圖1）。這導(dǎo)致了150MHz的典型+2帶寬增益，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了用140MHz GBP除以2預(yù)測的增益。增加增益將使相位裕度接近90°，帶寬更接近預(yù)測值（GBP/NG）。當(dāng)增益為+10時(shí)，典型規(guī)范中顯示的16MHz帶寬接近使用簡單公式和典型GBP預(yù)測的帶寬。

與+5V電源相比，OPA634和OPA635在+3V單電源操作下顯示出最小的帶寬縮減。這是因?yàn)楫?dāng)電源引腳之間的總電源電壓改變時(shí)，內(nèi)部偏置控制電路保持幾乎恒定的靜態(tài)電流。

反轉(zhuǎn)放大器操作

由于OPA634和OPA635是通用的寬帶電壓反饋運(yùn)算放大器，所有熟悉的運(yùn)算放大器應(yīng)用電路都可供設(shè)計(jì)者使用。圖5顯示了一個(gè)典型的逆變配置，圖1中的輸入/輸出阻抗和信號(hào)增益保留在逆變電路配置中。反轉(zhuǎn)操作是一個(gè)更常見的要求，并提供了幾個(gè)性能優(yōu)勢。反轉(zhuǎn)結(jié)構(gòu)顯示出改進(jìn)的轉(zhuǎn)換速率和距離。它還允許輸入偏向于VS/2，沒有任何凈空問題。輸出電壓可以獨(dú)立地移動(dòng)到輸出電壓范圍內(nèi)與耦合電容，或偏置調(diào)整電阻。

在反向配置中，必須注意三個(gè)關(guān)鍵的設(shè)計(jì)考慮因素。首先，增益電阻（RG）成為信號(hào)通道輸入阻抗的一部分。如果需要輸入阻抗匹配（每當(dāng)信號(hào)通過電纜、雙絞線、長PC板跡線或其他傳輸線導(dǎo)體耦合時(shí)，這是有益的），可以將RG設(shè)置為所需的終端值，并調(diào)整RF以獲得所需的增益。這是最簡單的方法，可以獲得最佳的帶寬和噪聲性能。然而，在低反向增益時(shí)，所產(chǎn)生的反饋電阻值會(huì)對放大器輸出產(chǎn)生重要的負(fù)載。對于2的反向增益，將RG設(shè)置為50Ω以進(jìn)行輸入匹配，無需RM，但需要100Ω反饋電阻器。這有一個(gè)有趣的優(yōu)點(diǎn)，即對于50Ω源阻抗，噪聲增益等于2，這與上述非逆變電路相同。但是，現(xiàn)在放大器輸出將看到100Ω反饋電阻器與外部負(fù)載并聯(lián)。通常，反饋電阻應(yīng)限制在200Ω到1.5kΩ的范圍內(nèi)。在這種情況下，最好增加RF和RG值，如圖5所示，然后用第三個(gè)電阻（RM）接地來實(shí)現(xiàn)輸入匹配阻抗。總輸入阻抗變成RG和RM的并聯(lián)組合。

上一段提到的第二個(gè)主要考慮因素是信號(hào)源阻抗成為噪聲增益方程的一部分，從而影響帶寬。對于圖5中的示例，RM值與外部50Ω源阻抗（在高頻下）并行組合，產(chǎn)生50Ω| | 576Ω=26.8Ω的有效驅(qū)動(dòng)阻抗。該阻抗與RG串聯(lián)，用于計(jì)算噪聲增益。圖5的結(jié)果是2.87，而如果如上所述可以消除RM，則只有2.87。因此，圖5中增益為-2的電路（NG=+2.87）的帶寬將低于圖1中增益為+2電路的帶寬。

逆變放大器設(shè)計(jì)中的第三個(gè)重要考慮因素是在非逆變輸入端（RT=750Ω的并聯(lián)組合）設(shè)置偏置電流消除電阻器。如果將該電阻設(shè)置為從逆變節(jié)點(diǎn)向外看的總直流電阻，則由輸入偏置電流引起的輸出直流誤差將減小為（輸入偏移電流）乘以RF。當(dāng)直流閉鎖電容器與RG串聯(lián)時(shí)，圖5所示的反向模式下的直流電源阻抗僅為RF=750Ω。為了減少電阻和電源饋線引入的額外高頻噪聲，RT被一個(gè)電容器旁路。只要RT<400Ω，其噪聲貢獻(xiàn)就最小。作為最低要求，OPA634和OPA635需要一個(gè)50Ω的RT值來抑制寄生誘發(fā)的峰值-非反相輸入上的直接對地短路會(huì)導(dǎo)致輸入級(jí)出現(xiàn)非常高頻率的不穩(wěn)定。

輸出電流和電壓

OPA634和OPA635提供了出色的輸出電壓能力。在+25°C的空載條件下，輸出電壓與任一供電軌之間的波動(dòng)通常小于140mV；保證的過溫?cái)[動(dòng)在任一供電軌的300mV范圍內(nèi)（VS=+5V）。

最低規(guī)定的輸出電壓和電流規(guī)格通過最壞情況下的模擬設(shè)定在最冷的溫度極限。只有在冷啟動(dòng)時(shí)，輸出電流和電壓才會(huì)降低到保證表中所示的數(shù)值。當(dāng)輸出晶體管提供功率時(shí)，它們的結(jié)溫會(huì)升高，降低它們的VBE（增加可用輸出電壓擺幅）和增加電流增益（增加可用輸出電流）。在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行中，由于輸出級(jí)結(jié)溫將高于規(guī)定的最低工作環(huán)境溫度，因此可用輸出電壓和電流將始終大于超溫規(guī)范中所示的值。

為保持最大輸出級(jí)線性度，不提供輸出短路保護(hù)。這通常不會(huì)是個(gè)問題，因?yàn)榇蠖鄶?shù)應(yīng)用在輸出端包括一個(gè)串聯(lián)匹配電阻器，如果該電阻器的輸出端對地短路，它將限制內(nèi)部功耗。然而，在大多數(shù)情況下，將輸出引腳直接短接到相鄰的正極電源引腳（8引腳封裝）上會(huì)損壞放大器。如果需要額外的短路保護(hù)，考慮電源線中的一個(gè)小串聯(lián)電阻器。這將在重輸出負(fù)載下，減小可用輸出電壓擺動(dòng)。

驅(qū)動(dòng)電容性負(fù)載

對運(yùn)算放大器來說，最苛刻也是最常見的負(fù)載條件之一就是電容負(fù)載。通常，電容性負(fù)載是ADC的輸入，包括額外的外部電容，這可能被推薦用于改善ADC的線性度。像OPA634和OPA635這樣的高速、高開環(huán)增益放大器，當(dāng)電容性負(fù)載直接施加在輸出引腳上時(shí)，其穩(wěn)定性和閉環(huán)響應(yīng)峰值非常容易降低。當(dāng)主要考慮的是頻率響應(yīng)平坦度、脈沖響應(yīng)保真度和/或失真度時(shí)，最簡單和最有效的解決方案是通過在放大器輸出和電容性負(fù)載之間插入一個(gè)串聯(lián)的隔離電阻，將電容性負(fù)載與反饋環(huán)隔離開。

典型的性能曲線顯示了推薦的RS與電容性負(fù)載以及負(fù)載下產(chǎn)生的頻率響應(yīng)。大于2pF的寄生電容性負(fù)載會(huì)開始降低OPA634和OPA635的性能。很長的PC板軌跡、不匹配的電纜以及與多個(gè)設(shè)備的連接很容易超過此值。始終仔細(xì)考慮這種影響，并盡可能靠近輸出引腳添加推薦的串聯(lián)電阻器（見電路板布局指南部分）。

設(shè)置RS電阻器的標(biāo)準(zhǔn)是負(fù)載處的最大帶寬、平坦頻率響應(yīng)。當(dāng)增益為+2時(shí)，輸出引腳處的頻率響應(yīng)在沒有電容性負(fù)載的情況下已經(jīng)稍微達(dá)到峰值，需要相對較高的RS值來平坦負(fù)載下的響應(yīng)。增加噪聲增益也會(huì)減少峰值（見圖4）。

失真性能

OPA634和OPA635在150Ω負(fù)載下具有良好的失真性能。與其他解決方案相比，它在更輕的負(fù)載和/或在單+3V電源上運(yùn)行提供了卓越的性能。一般來說，在基波信號(hào)達(dá)到非常高的頻率或功率水平之前，二次諧波將主導(dǎo)失真，而三次諧波分量可以忽略不計(jì)。然后聚焦于二次諧波，增加負(fù)載阻抗直接改善失真。請記住，總負(fù)載包括反饋網(wǎng)絡(luò)；在非反向配置（圖1）中，這是RF+RG的總和，而在反向配置中，只需將RF與實(shí)際載荷。

噪聲性能

高轉(zhuǎn)換率，單位增益穩(wěn)定，電壓反饋運(yùn)算放大器通常以較高的轉(zhuǎn)換率為代價(jià)輸入噪聲電壓。然而，OPA634和OPA635的5.6nV/√Hz輸入電壓噪聲遠(yuǎn)低于同類放大器。輸入?yún)⒖茧妷涸肼暎瑑蓚€(gè)輸入?yún)⒖茧娏髟肼曧?xiàng)（2.8pA/√Hz），在各種工作條件下都能提供低輸出噪聲。圖6顯示了包含所有噪聲項(xiàng)的運(yùn)算放大器噪聲分析模型。在這個(gè)模型中，所有的噪聲項(xiàng)都被認(rèn)為是噪聲電壓或電流密度項(xiàng)，單位為nV/√Hz或pA/√Hz。

總輸出斑點(diǎn)噪聲電壓可以計(jì)算為所有平方輸出噪聲電壓貢獻(xiàn)者和的平方根。方程1顯示了使用圖6中所示術(shù)語的輸出噪聲電壓的一般形式：

將該表達(dá)式除以噪聲增益（NG=（1+RF/RG））將得到非逆變輸入處的等效輸入?yún)⒖键c(diǎn)噪聲電壓，如等式2所示：

對圖1所示電路和元件值的這兩個(gè)方程進(jìn)行評估，將得到12.5nV/√Hz的總輸出點(diǎn)噪聲電壓和6.3nV/√Hz的總等效輸入點(diǎn)噪聲電壓。這包括由電阻器增加的噪聲。這個(gè)總輸入是指點(diǎn)噪聲僅就運(yùn)算放大器的電壓噪聲而言，電壓不高于5.6nV/√Hz的規(guī)格。只要在每個(gè)運(yùn)算放大器輸入端出現(xiàn)的阻抗限制在先前建議的最大值400Ω，并且輸入衰減很低，就會(huì)出現(xiàn)這種情況。

直流精度和偏移控制

寬帶電壓反饋運(yùn)算放大器的平衡輸入級(jí)允許在各種應(yīng)用中獲得良好的直流輸出精度。與同類產(chǎn)品相比，OPA634和OPA635的電源電流微調(diào)提供了更嚴(yán)格的控制。盡管高速輸入級(jí)確實(shí)需要相對較高的輸入偏置電流（通常每個(gè)輸入端子25μA），但是它們之間的緊密匹配可以是用于減小由該電流引起的輸出直流誤差。這是通過匹配出現(xiàn)在兩個(gè)輸入端的直流源電阻來實(shí)現(xiàn)的。使用最壞情況+25°C輸入偏移電壓和電流規(guī)格，評估圖1的配置（其具有匹配的直流輸入電阻），得出最壞情況下的輸出偏移電壓等于：（NG=直流條件下的非逆變信號(hào)增益）

通常需要微調(diào)輸出偏移零點(diǎn)或直流工作點(diǎn)調(diào)整。在運(yùn)算放大器電路中引入直流偏移控制有很多種技術(shù)。這些技術(shù)大多是基于直流電流反饋的。在選擇偏移微調(diào)方法時(shí)，一個(gè)關(guān)鍵考慮因素是對期望信號(hào)路徑頻率響應(yīng)的影響。如果信號(hào)路徑是為了避免與信號(hào)源的相互作用，偏移控制最好作為一個(gè)反向求和信號(hào)應(yīng)用。如果信號(hào)路徑要反轉(zhuǎn)，可以考慮對非反轉(zhuǎn)輸入應(yīng)用偏移控制。通過比信號(hào)通路電阻大得多的電阻值將直流偏置電流引入逆變輸入節(jié)點(diǎn)。這將確保調(diào)節(jié)電路對環(huán)路增益和頻率響應(yīng)的影響最小。

禁用操作

OPA635提供了一個(gè)禁用特性，可用于降低系統(tǒng)功率或?qū)崿F(xiàn)簡單的信道復(fù)用操作。要禁用，控制引腳必須斷言為高。圖7顯示了禁用控制功能的簡化內(nèi)部電路。

在正常運(yùn)行中，通過50kΩ電阻器向Q1提供基極電流。

禁用操作中的一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是切換到禁用模式時(shí)的輸出故障。

DIS控制線的過渡邊速率（dv/dt）將影響該故障。將一個(gè)簡單的RC濾波器從高速邏輯線路添加到DIS管腳將減少故障。如果使用極快轉(zhuǎn)換邏輯，1kΩ串聯(lián)電阻器將僅使用DIS引腳上的寄生輸入電容提供足夠的帶寬限制，同時(shí)仍然確保足夠的邏輯電平擺動(dòng)。

熱分析

最大期望結(jié)溫將設(shè)置允許的最大內(nèi)部功耗，如下所述。在任何情況下，最高結(jié)溫不得超過175℃。

工作結(jié)溫度（TJ）由TA+PD•θJA給出是的，那個(gè)總內(nèi)部功耗（PD）是靜態(tài)功率（PDQ）和輸出級(jí)（PDL）消耗的附加功率之和，以提供負(fù)載功率。靜態(tài)功率就是指定的空載供電電流乘以整個(gè)部件的總供電電壓。PDL將取決于所需的輸出信號(hào)和負(fù)載，但對于連接到中間電源（VS/2）的電阻負(fù)載，當(dāng)輸出固定在等于VS/4或3VS/4的電壓時(shí)，PDL將處于最大值。在此條件下，PDL=VS2/（16•RL），其中RL包括反饋網(wǎng)絡(luò)負(fù)載。

注意，決定內(nèi)部功耗的是輸出級(jí)的功率，而不是負(fù)載。

作為最壞情況的例子，使用圖1電路中的OPA635（SOT23-6封裝）計(jì)算最大TJ，該電路在最高規(guī)定環(huán)境溫度+85°C下運(yùn)行，并在中等供電條件下驅(qū)動(dòng)150Ω負(fù)載。

盡管這仍遠(yuǎn)低于規(guī)定的最高結(jié)溫，但出于系統(tǒng)可靠性考慮，可能需要較低的保證結(jié)溫。如果負(fù)載要求在高輸出電壓下將電流強(qiáng)制輸入輸出，或者在低輸出電壓下從輸出端獲得電流，則可能出現(xiàn)最高的內(nèi)部損耗。這使得高電流通過輸出晶體管中的一個(gè)大的內(nèi)部電壓降。

電路板布局指南

要獲得最佳的性能與高頻放大器，如OPA634和OPA635需要仔細(xì)注意板布局寄生和外部元件類型。優(yōu)化性能的建議包括：

a）寄生電容最小化所有信號(hào)輸入/輸出引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定：在非換向輸入端，它會(huì)與源阻抗發(fā)生反應(yīng)，導(dǎo)致無意的帶寬限制。為了減少不必要的電容，信號(hào)I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應(yīng)該打開一個(gè)窗口。否則，地面和動(dòng)力飛機(jī)應(yīng)該在其他地方保持完整。

b）縮短距離（<0.25”）從電源引腳到高頻0.1μF去耦電容器。在設(shè)備引腳處，接地和電源平面布局不應(yīng)靠近信號(hào)輸入/輸出引腳。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。每個(gè)電源連接應(yīng)始終與其中一個(gè)電容器斷開連接。兩個(gè)電源之間的可選電源去耦電容器（0.1μF）（用于雙極操作）將改善2ndharmonic失真性能。主電源引腳上還應(yīng)使用較大的（2.2μF至6.8μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些可以放置在離設(shè)備稍遠(yuǎn)的地方，并且可以在PC板的相同區(qū)域中的多個(gè)設(shè)備之間共享。

c）仔細(xì)選擇和放置外部元件將保持高頻性能。電阻器應(yīng)為非常低的電抗類型。表面安裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬薄膜或碳成分軸向引線電阻器也能提供良好的高頻性能。同樣，保持他們的導(dǎo)線和PC板痕跡盡可能短。切勿在高頻應(yīng)用中使用線繞式電阻器。由于輸出引腳和逆變輸入引腳對寄生電容最為敏感，因此始終將反饋和串聯(lián)輸出電阻器（如有）盡可能靠近輸出引腳。其他網(wǎng)絡(luò)元件，如非反向輸入端接電阻器，也應(yīng)放置在靠近封裝的地方。如果允許雙面元件安裝，將反饋電阻器直接放置在電路板另一側(cè)的封裝下方，位于輸出和反向輸入引腳之間。即使低寄生電容分流外部電阻，過高的電阻值也會(huì)產(chǎn)生顯著的時(shí)間常數(shù)，從而降低性能。良好的軸向金屬膜或表面安裝電阻器與電阻器并聯(lián)時(shí)大約有0.2pF。對于電阻值>1.5kΩ，該寄生電容會(huì)在500MHz以下增加一個(gè)極和/或零，從而影響電路運(yùn)行。保持電阻值盡可能低，以符合負(fù)載驅(qū)動(dòng)的考慮。典型性能規(guī)范中使用的750Ω反饋是設(shè)計(jì)的良好起點(diǎn)

d）與其他寬帶設(shè)備的連接板上可采用短的直接跡線或通過板上傳輸線。下一步考慮電容性負(fù)載為集總負(fù)載。應(yīng)使用相對較寬的跡線（50至100 mils），最好在其周圍打開地面和動(dòng)力飛機(jī)。估計(jì)總電容性負(fù)載，并根據(jù)典型性能曲線“推薦RS vs電容性負(fù)載”設(shè)置RS。低寄生電容性負(fù)載（<5pF）可能不需要RS，因?yàn)镺PA634和OPA635名義上是補(bǔ)償?shù)模梢栽?pF寄生負(fù)載下工作。當(dāng)信號(hào)增益增加（增加空載相位裕度）時(shí)，如果需要較長的跡線，并且雙端傳輸線固有的6dB信號(hào)損耗是可接受的，則允許無RS的更高寄生電容負(fù)載，使用微帶線或帶狀線技術(shù)實(shí)現(xiàn)匹配阻抗傳輸線（請參閱微帶線和帶狀線布局技術(shù)的ECL設(shè)計(jì)手冊）。50Ω的環(huán)境通常不需要在船上，事實(shí)上，更高的阻抗環(huán)境將改善失真，如失真與負(fù)載圖所示。在定義了特性電路板跟蹤阻抗（基于電路板材料和跡線尺寸）的情況下，使用從OPA634和OPA635的輸出到跟蹤中的匹配串聯(lián)電阻，以及在目標(biāo)設(shè)備輸入端使用端接分流電阻器。還要記住，終端阻抗將是并聯(lián)電阻和目標(biāo)設(shè)備輸入阻抗的并聯(lián)組合；應(yīng)設(shè)置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。如果雙端接傳輸線的6dB衰減不可接受，則長記錄道只能在源端串聯(lián)端接。在這種情況下，將軌跡視為電容性負(fù)載，并按照典型性能曲線“推薦的RS vs電容性負(fù)載”設(shè)置串聯(lián)電阻值。這將無法保持信號(hào)完整性以及雙端接線路。如果目的設(shè)備的輸入阻抗較低，則由于串聯(lián)輸出形成的分壓器進(jìn)入終端阻抗，會(huì)有一些信號(hào)衰減。

e）不建議套接高速零件。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會(huì)產(chǎn)生非常麻煩的寄生網(wǎng)絡(luò)，幾乎不可能實(shí)現(xiàn)平滑、穩(wěn)定的頻率響應(yīng)。將OPA634和OPA635焊接到板上可獲得最佳效果。如果需要DIP封裝的插座，高頻埋入式插銷（如McKenzie Technology#710C）可以產(chǎn)生良好的效果。

輸入和ESD保護(hù)

OPA634和OPA635是使用非常高速的互補(bǔ)雙極工藝制造的。對于這些非常小的幾何器件，內(nèi)部結(jié)擊穿電壓相對較低。這些細(xì)分反映在絕對最大評級(jí)表中。所有的設(shè)備引腳都用內(nèi)部的ESD保護(hù)二極管保護(hù)電源，如圖8所示。

這些二極管提供適度的保護(hù)，以輸入高于電源的過驅(qū)動(dòng)電壓。保護(hù)二極管通常可支持30mA連續(xù)電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±15V電源部件驅(qū)動(dòng)至OPA634和OPA635的系統(tǒng)中），應(yīng)在兩個(gè)輸入端添加限流串聯(lián)電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因?yàn)楦咧禃?huì)降低噪聲性能和頻率響應(yīng)。

　　安芯科創(chuàng)是一家國內(nèi)芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務(wù)商,公司提供芯片ic選型、藍(lán)牙WIFI模組、進(jìn)口芯片替換國產(chǎn)降成本等解決方案,可承接項(xiàng)目開發(fā),以及元器件一站式采購服務(wù),類型有運(yùn)放芯片、電源芯片、MO芯片、藍(lán)牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍(lán)牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關(guān)于元器件價(jià)格請咨詢在線客服黃經(jīng)理：15382911663）

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