特征

•高帶寬：500 MHz（G=+2 V/V）

•高轉換率：2675 V/μs（4 V步進）

•出色的THD:–10 MHz時為71 dBc

•低輸入電壓噪聲：6.1 nV/√Hz

•快速超速恢復：8 ns

•快速穩定時間（1%4-V步進）：7.9 ns

•低輸入偏移電壓：±1 mV

•低輸入偏置電流：±10 pA

•高輸入阻抗：1012Ω| | 2.5 pF

•內部增益設置電阻：G=+2 V/V或G=–1 V/V

•高輸出電流：70毫安

應用

•測試和測量前端

•高輸入阻抗探頭

•數據采集卡

•示波器輸入

•ADC輸入放大器產品

說明

OPA653結合了一個非常寬頻帶電壓反饋運算放大器和JFET輸入級和內部增益設置電阻，實現了一個超高的動態范圍放大器，用于+2v/V或-1v/V的固定增益應用。

+2-V/V帶寬的500 MHz寬增益由非常高的2675-V/μs轉換率和快速穩定時間補充，使其成為時域和面向脈沖應用的理想選擇。

卓越的–72 dBc THD失真性能在10 MHz下使OPA653成為頻域和FFT分析應用的最佳選擇。

此外，低6.1-nV/√Hz電壓噪聲、低偏置電流和高阻抗JFET輸入，支持非常低的噪聲、寬帶、高輸入阻抗應用。例如高阻抗探頭、數據采集卡和示波器前端。

典型特性：VS=±6 V

G=+2 V/V，RL=100Ω，TA=+25°C時，除非另有說明。

申請信息

寬帶、無換向和逆變操作

OPA653是一個非常寬頻帶的電壓反饋放大器，其內部增益設置電阻可設置+2v/V或-1v/V的固定增益和高阻抗JFET輸入級。其500兆赫的極高帶寬可用于以+2 V/V的增益傳輸高信號帶寬，或者，如果從低阻抗源驅動，則可提供-1 V/V的增益。OPA653的設計提供非常低的噪聲和精確的脈沖響應，低超調和振鈴。為了實現OPA653的全面性能，需要仔細注意印刷電路板（PCB）布局和元件選擇，如本數據表其余部分所述。

圖21顯示了作為典型特性基礎的+2-V/V電路的非互易增益。大多數曲線的特征是使用具有50Ω驅動阻抗的信號源和顯示50Ω負載阻抗的測量設備。在圖21中，VIN+輸入處的49.9-Ω并聯電阻用于匹配測試發電機和電纜的源阻抗，而49.9-Ω系列輸出電阻器VOUT為測量設備負載和電纜提供匹配阻抗。除非另有說明，否則數據表電壓擺幅規格在非換向輸入引腳VIN+或輸出引腳VOUT處。

圖22顯示了OPA653在50Ω測試環境中的非轉換增益為-1 V/V配置，用于測試典型特性。電路操作與圖21基本相同，只是在VIN輸入和接地之間使用了一個72.3-Ω的端接電阻器，因此與增益設置電阻器（RG=160Ω）一起，輸入阻抗約為50Ω。作為預防措施，VIN+輸入端接至接地，使用49.9-Ω電阻器，以避免輸入端的單晶體管振蕩；該值并不重要，但應注意避免較大的值，因為噪聲的影響如下所述。

請注意，測試設備的72.3-Ω輸入端接電阻器和50-Ω源阻抗將噪聲增益修改為+1.84 V/V，并以+2 V/V的噪聲增益對放大器進行最佳性能補償。此補償降低了相位裕度，并導致頻率響應更高的峰值和更多的過沖/振鈴在脈沖響應中。通過比較特征數據中的逆變和非逆變頻率和脈沖響應圖，可以看出這種影響。放大器相位裕度可以在使用逆變配置的應用中恢復，如果它是由非常低的阻抗源（如運算放大器）驅動的。

操作建議

設置電阻值以最小化噪聲

OPA653提供低輸入噪聲電壓圖23顯示了包含所有噪聲項的運算放大器噪聲分析模型。在這個模型中，所有的噪聲項都被認為是以nV/√Hz或pA/√Hz表示的噪聲電壓或電流密度項。

總的輸出點噪聲電壓可以計算為輸出噪聲電壓貢獻項的平方根。此計算將輸出端的所有噪聲功率疊加，然后取平方根返回到點噪聲電壓。方程1顯示了輸出噪聲電壓的一般形式，如圖23所示。

將該表達式除以噪聲增益=1+RF/RG，得到無反轉輸入時的等效輸入參考點噪聲電壓，如等式2所示：

在方程2中加入高電阻值可以很快控制總等效輸入參考噪聲。由于增益設置電阻RF和RG是器件內部的，用戶不能改變這種噪聲貢獻，噪聲增益等于+2v/V。

但是，應注意RT值或其他源阻抗對不可逆性的影響輸入。高-非轉換輸入上的電阻阻抗值會增加顯著的噪聲；例如，2.4 kΩ會增加一個等于放大器本身的約翰遜電壓噪聲項（6.2 nV/√Hz）。因此，雖然OPA653的JFET輸入非常適合于圖21所示的無反轉配置中的高源阻抗應用，但整體帶寬和噪聲受到高源阻抗的限制。

驅動電容性負載

對運算放大器來說，最苛刻也是最常見的負載條件之一是電容性正在加載OPA653非常堅固，但在輕負載情況下應小心，這樣輸出電容不會導致穩定性降低、頻率響應峰值增加、過沖，以及鈴聲。什么時候考慮到放大器的輸出電阻，電容負載在信號通路中增加了一個極點，減小了相位裕度。對于標準運算放大器，有幾種外部解決方案可以解決這個問題。因為OPA653有內部增益設置電阻，唯一的選擇是使用串聯輸出電阻。此選項是一個很好的解決方案，因為當主要考慮頻率響應平坦度、脈沖響應保真度和/或失真時，串聯輸出電阻是最簡單和最有效的技術。其思想是通過在放大器輸出和電容性負載之間插入一個串聯隔離電阻RISO，將電容性負載與反饋回路隔離，如下圖24所示。實際上，這種結構將相移與放大器的環路增益隔離，從而恢復相位裕度并提高穩定性。

典型特性顯示了推薦的RISO與電容性負載性能（見圖17）以及在1-kΩ負載下產生的頻率響應。請注意，較低的電容性負載需要更大的RISO值。在這種情況下，使用了最大平坦頻率響應的設計目標。如果可以容忍一些峰值，可以使用較低的RISO值。長的PCB線、不匹配的電纜以及到多個設備的連接都很容易降低OPA653的性能。始終仔細考慮這種影響，并盡可能靠近OPA653輸出引腳添加推薦的串聯電阻器（見電路板布局部分）。對于典型的10Ω負載，在低阻負載下（例如，10Ω負載）可以用低阻負載來表示。

失真性能

OPA653能夠在高頻下傳輸低失真。典型特征中的畸變圖顯示了各種情況下的典型畸變。通常，使用更高的電源電壓（建議使用±6V）、較低的輸出電壓波動和較低的負載可獲得最佳的失真性能。

在無反轉配置中，總負載包括反饋網絡，該值為RF+RG=320Ω之和，而在反向配置中，總負載僅為RF=160Ω（見圖22）。

電源解耦對諧波失真性能至關重要。特別是，為了獲得最佳的二次諧波性能，高頻0.1-μF電源去耦電容器應盡可能靠近電源的正、負極引腳，并應將其置于遠離輸入引腳的單點接地上。

脈沖和瞬態響應

為了獲得最佳脈沖和瞬態響應，OPA653應在+2 V/V的噪聲增益配置中使用，輸出端的電容最小，高頻0.1-μF電源去耦電容器應盡可能靠近電源引腳。

注意：噪聲增益+2 V/V是通過將VIN-與0-Ω點相連來實現的。在+2 V/V的非可逆增益應用中，VIN–應接地；在–1 V/V的反向增益應用中，VIN–應來自接近0Ω的電源，如運算放大器。

電路板布局

要獲得最佳性能與高頻放大器，如OPA653需要仔細注意PCB布局寄生和外部元件類型。可以優化設備性能的建議包括以下內容。

a） 寄生電容最小化所有信號輸入/輸出（I/O）引腳的任何交流接地。輸出端和反向輸入端上的寄生電容會導致不穩定：在非換向輸入端，它會與源阻抗發生反應，導致無意中的頻帶限制。為了減少不必要的電容，信號I/O引腳周圍的所有地面和電源平面上都應該打開一個窗口。否則，地面和動力飛機應該在其他地方保持完整。

b） 縮短距離（小于0.25英寸或6.35毫米）從電源引腳到高頻0.1-μF去耦電容器。在設備引腳處，接地和電源平面布局不應靠近信號輸入/輸出引腳。使用遠離輸入引腳的單點接地，用于正、負電源高頻0.1-μF去耦電容器。避免狹窄的電源和接地痕跡，以盡量減少引腳和去耦電容器之間的電感。電源連接應始終與這些電容器斷開連接。電源引腳上還應使用較大的（2.2-μF至10-μF）去耦電容器，在較低頻率下有效。這些較大的電容器可以放置在離設備稍遠的地方，并且可以在PCB的相同區域中的多個設備之間共享。

c） 仔細選擇和放置外部元件可以保持OPA653的高頻性能。電阻器應為非常低的電抗類型。表面貼裝電阻工作最好，并允許更緊湊的整體布局。金屬膜和碳組成，軸向引線電阻也能提供良好的高頻表演。再一次，使引線和PCB跟蹤長度盡可能短。切勿在高頻應用中使用線繞式電阻器。逆變輸入管腳對寄生電容最敏感；因此，始終將反饋電阻放置在盡可能靠近負輸入的位置。輸出對寄生電容也很敏感；因此，將串聯輸出電阻（在本例中為RISO）盡可能靠近輸出引腳。

其他網絡元件，如非轉換輸入端接電阻器，也應放在靠近封裝的地方。即使寄生電容很低，過高的電阻值也會產生顯著的時間常數，從而降低器件性能。好的軸向金屬膜或表面貼裝電阻器與電阻器并聯時大約有0.2 pF。對于大于1.5 kΩ的電阻值，該寄生電容會在500 MHz以下增加一個極和/或零，從而影響電路的運行。將電阻值保持在最低可能。使用小于500Ω的值會自動保持低電阻噪聲項，并將寄生電容的影響降至最低。

d） 與板上其他寬帶設備的連接可以通過短的直接記錄道或通過板載傳輸線進行。對于短連接，將跟蹤和到下一個設備的輸入視為集中電容負載。應使用相對較寬的痕跡（50密耳至100密耳，或1.27厘米至2.54厘米）。估計總電容性負載，并根據推薦的RISO與電容性負載的關系圖設置RISO（圖17）。低寄生電容性負載（小于5 pF）可能不需要RISO，因為OPA653名義上是補償的，可以在2-pF寄生負載下工作。

隨著信號增益的增加（增加空載相位裕度），允許無RISO的更高寄生電容負載。如果需要較長的記錄道，并且雙端接傳輸線固有的6-dB信號損耗是可接受的，則使用微帶線或帶狀線技術來實現匹配阻抗傳輸線（請參閱有關微帶和帶狀線布局技術的ECL設計手冊）。一個50Ω的環境通常不需要在船上，事實上更高的阻抗環境改善失真，如失真與負載曲線所示。根據電路板材料和跡線尺寸定義的特征電路板跟蹤阻抗，從OPA653輸出到跟蹤的匹配串聯電阻器以及目的地輸入端的端接并聯電阻器設備。記得嗎終端阻抗是并聯電阻和目的設備輸入阻抗的并聯組合：應設置總有效阻抗以匹配跟蹤阻抗。如果傳輸線的衰減是不可接受的，則只能在長記錄道6端終止傳輸線。在這種情況下，將跟蹤視為電容性負載，并設置串聯電阻值，如RISO與電容性負載的關系圖所示（圖17）。這種配置不能保持信號完整性以及雙端接線路。如果目的設備的輸入阻抗較低，則由于串聯輸出形成的分壓器進入終端阻抗，會有一些信號衰減。

e） 不建議將OPA653等高速零件套接。插座引入的額外引線長度和管腳間電容會產生一個非常麻煩的寄生網絡，幾乎不可能實現平滑、穩定的頻率響應。將OPA653直接焊接到電路板上可獲得最佳效果。

輸入和ESD保護

OPA653是建立在一個非常高速互補雙極工藝。對于這些非常小的幾何器件，內部結擊穿電壓相對較低。這些細分反映在絕對最大評級表中。如圖25所示，所有設備引腳都由內部ESD保護二極管保護電源。

這些二極管提供適度的保護，以輸入高于電源的過驅動電壓。保護二極管通常可支持30毫安的連續電流。如果可能有更高的電流（例如，在帶有±12-V電源部件的系統中驅動至OPA653），則應在兩個輸入端添加限流串聯電阻器。保持這些電阻值盡可能低，因為高值會降低噪聲性能和頻率響應。

評估模塊

原理圖和PCB布局

圖26是OPA653EVM示意圖。PCB的第1層到第4層如圖27所示。建議盡量遵循放大器附近外部部件的布局、接地層結構和電源布線。

　　安芯科創是一家國內芯片代理和國外品牌分銷的綜合服務商,公司提供芯片ic選型、藍牙WIFI模組、進口芯片替換國產降成本等解決方案,可承接項目開發,以及元器件一站式采購服務,類型有運放芯片、電源芯片、MO芯片、藍牙芯片、MCU芯片、二極管、三極管、電阻、電容、連接器、電感、繼電器、晶振、藍牙模組、WI模組及各類模組等電子元器件銷售。（關于元器件價格請咨詢在線客服黃經理：15382911663）

　　代理分銷品牌有：ADI_亞德諾半導體/ALTBRA_阿爾特拉/BARROT_百瑞互聯/BORN_伯恩半導體/BROADCHIP_廣芯電子/COREBAI_芯佰微/DK_東科半導體/HDSC_華大半導體/holychip_芯圣/HUATECH_華泰/INFINEON_英飛凌/INTEL_英特爾/ISSI/LATTICE_萊迪思/maplesemi_美浦森/MICROCHIP_微芯/MS_瑞盟/NATION_國民技術/NEXPERIA_安世半導體/NXP_恩智浦/Panasonic_松下電器/RENESAS_瑞莎/SAMSUNG_三星/ST_意法半導體/TD_TECHCODE美國泰德半導體/TI_德州儀器/VISHAY_威世/XILINX_賽靈思/芯唐微電子等等

免責聲明：部分圖文來源網絡，文章內容僅供參考，不構成投資建議，若內容有誤或涉及侵權可聯系刪除。